Модель чувствительного элемента для радиосвета

Министерство образования и науки Российской Федерации

Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования

«Московский физико-технический институт

(государственный университет)»

Факультет радиотехники и кибернетики

Кафедра радиофизики и систем управления

МОДЕЛЬ ЧУВСТВИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА ДЛЯ РАДИОСВЕТА

Выпускная квалификационная работа

(магистерская диссертация)

Направление подготовки: 03.03.01 Прикладные математика и физика

Выполнил:

студент 015 группы Петросян Манвел

Мгерович

Научный руководитель:

д.ф.-м.н., профессор Дмитриев Александр

Сергеевич

Москва 2016

Содержание

Введение………………..………………………………………………………….3

Радиоосвещение ……………………………………………………………3

Постановка задачи.…….……………………………...……………………3

Основные требования к приемнику радиосвета……..……..………….…9

1. Прототипы ячейки для приемника радиосвета………………………..…….11

2. Математические модели и компьютерное моделирование..………..……...19

3. Структура ячейки приемника радиосвета………………..……………….…26

4. Анализ свойств ячейки приемника радиосвета и вариантов ее

реализации……………………………………………………………………..…29

Заключение…………………..……………………..……………………….……32

Литература…………...………………………….……………………………….32

Введение

Радиоосвещение

Под радиоосвещением будем понимать локальное, искусственно созданное, шумовое (шумоподобное) поле широкополосного (сверхширокополосного) некогерентного в пространстве и во времени излучения в радио или микроволновом диапазоне длин волн.

Радиоосвещение реализуется при помощи одного или нескольких устройств некогерентного излучения. Попадая на близлежащие поверхности и предметы микроволновое излучение частично поглощается в них, частично проходит через них и частично отражается. Тем самым распространяясь далее оно несет в себе информацию о среде с которой взаимодействует. В этом отношении ситуация аналогична ситуации с обычным (видимым) светом. Разница в том, что это другой частотный диапазон и другие законы взаимодействия со средой, в которой происходит процесс. Кроме того, для обычного света имеется такой замечательный инструмент наблюдения как глаз. Для извлечения информации об объектах, находящихся в зоне радиоосвещения(радиосвета) нужны специальные датчики или системы таких датчиков.

Постановка задачи

Рассматривается задача приема радиосвета. В качестве элементарной ячейки приемника вводится чувствительный элемент – аналог зрительной колбочки глаза человека и животных. Показывается, что такое устройство может быть реализовано на принципах близких к применяемым в радиометрах микроволнового диапазона и энергетических приемниках, используемых в сверхширокополосной беспроводной прямохаотической связи. На основе компьютерного моделирования производится оценка характеристик предлагаемого устройства.

Сходство между радиосветом и обычным светом достаточно глубокое[1]. В обоих случаях речь идет о некогерентном излучении с широким спектром, что исключает эффекты интерференции и сводит вопросы наблюдения к оценке мощностных (и возможно спектральных, как в случае цветового зрения) характеристик принимаемого сигнала.

Принципиальной особенностью радиосвета по отношению к обычному свету является громадная разница в характерной области частот (примерно на пять порядков) для света и радиосвета. Последнее означает существенно более низкую потенциальную разрешающую способность при использовании радиосвета по сравнению с видимым светом. Однако, очевидно, существует достаточно много ситуаций, когда это, либо приемлемо, либо не имеет принципиального значения.

Наблюдение объектов с помощью некогерентного микроволнового излучения и других некогерентных сигналов в диапазонах частот, отличных от частот видимого света, давно и плодотворно применяется, в радиоастрономии, при наблюдении Земли из космоса[2-4], и в медицинской диагностике [5, 6]. При этом используется некогерентное микроволновое излучение, порождаемое естественными процессами, такими как собственное тепловое излучение физических тел в микроволновом диапазоне, или рассеяние микроволнового излучения, создаваемого мощными естественными источниками (например, Солнцем). Таким образом, имеется большой массив информации, который может дать ответы, как минимум на ряд исходных вопросов, связанных с радиоосвещением и присущими ему свойствами. Однако сама, достаточно очевидная, идея радиоосвещения с помощью локальных искусственных источников, подобных осветительным приборам в видимом диапазоне электромагнитного спектра упоминается в литературе, как некая экзотика (см., например, [1]). Одной из причин такого положения является отсутствие эффективных искусственных источников некогерентного микроволнового излучения, которые могли бы быть использованы для радиоосвещения. Действительно, это должны быть устройства, которые излучают достаточно мощные по сравнению с тепловым излучением шумовые или шумоподобные широкополосные некогерентные сигналы. Устройства должны быть простыми в эксплуатации похожими в этом отношении на источники обычного света типа ламп накаливания, люминесцентных ламп, светодиодных ламп и т.п. В противном случае речь о радио осветительных приборах может идти только применительно к специальной исследовательской аппаратуре. В микроволновой технике используются два типа источников шума: газоразрядные трубки и полупроводниковые pn-диоды в режиме лавинного пробоя. Их основным параметром является коэффициент избыточности шума (excess noise ratio - ENR), который определяется как отношение сгенерированной мощности шума к мощности шума резистора, согласованного с конкретной линией передачи, при температуре окружающей среды, и измеряется в дБ. Газоразрядные трубки имеют типичный ENR ~ 15 дБ, что примерно в 30 раз больше мощности теплового шума, создаваемого согласованным резистором при температуре окружающей среды 290 К. Таким образом, трубка генерирует шум, соответствующий температуре примерно 9∙10³ K. Значение ENR для диодных источников шума достигает ~ 30 дБ (см., например, [7]), и их шумовая температура имеет величину около 3∙10⁵ К. Интегральная мощность устройства в полосе 1000 МГц составляет 4∙10^-6 мВт. Дальнейшее повышение ENR может быть достигнуто за счет применения усилителей. Однако при существенном повышения выходной мощности требуется достаточно сложная и не дешевая конструкция [8].

Приемлемая мощность для отдельного искусственного источника радиоизлучения лежит в диапазоне 0,1 – 1,0 мВт. Таким образом, ни один из упомянутых типов источников шума не может рассматриваться как подходящее решение для приборов радиоосвещения.

Ранее было предложено использовать в качестве источников для радиоосвещения генераторы динамического хаоса, которые можно рассматривать как источники шумоподобных аналоговых сигналов в соответствующем диапазоне частот [9]. Эти устройства прошли долгий путь эволюции от вакуумных приборов, использующих естественное запаздывание в распределенных системах [10-12], к полупроводниковым устройствам с распределенными колебательными системами на основе микрополосков, и, далее, к полупроводниковым устройствам с колебательными системами на элементах с сосредоточенными параметрами [13]. При этом речь идет об устройствах, генерирующих хаотические сигналы в заданном диапазоне радио или микроволновых частот. Основные этапы исследований и разработок по созданию миниатюрных генераторов хаоса микроволнового диапазона, проводившихся в ИРЭ им. В.А. Котельникова РАН с начала 2000 годов, представлены на рис. 1.

Рис. 1. Эволюция генераторов микроволнового хаоса: 1 – генератор на
микрополосковой технологии 2003 г.; 2 – генератор на трех
усилительных микросборках с элементами микрополосков 2005 г.; 3
– генератор с сосредоточенными элементами на трех усилительных
микросборках; 4 – генератор с сосредоточенными элементами на
одном биполярном транзисторе.

До начала этих исследований микроволновые генераторы хаоса на основе полупроводниковых активных элементов существовали только в виде микрополосковых приборов. К 2008 г. удалось добиться значительного прогресса в создании устройств в виде генераторов хаоса на сосредоточенных параметрах. Это привело к упрощению конструкции, уменьшению размеров, повышению технологичности и снижению стоимости. Типичный генератор хаоса микроволнового диапазона с сосредоточенными элементами реализуется на основе автоколебательной системы с 2,5 степенями свободы, активным элементом которой является биполярный транзистор (рис. 2).

Рис. 2. Автоколебательная системы с 2.5 степенями свободы.

Математическая модель генератора представляет собой систему из пяти обыкновенных нелинейных дифференциальных уравнений первого порядка:

(1)

где V_КЭ, V_БЭ – напряжения коллектор-эмиттер и база-эмиттер, V₁ –

напряжение на емкости C₁; I₁, I₂, I_К, I_Б – токи через индуктивность L₁,

индуктивность L₂, коллектор К и базу Б транзистора. Структура этой автоколебательной системы такова, что генерируются колебания в некоторой полосе частот. При этом генерация в требуемой полосе частот и хаотический характер колебаний обеспечиваются соответствующим выбором параметров автоколебательной системы [13]. На основе разработанных генераторов микроволнового хаоса создавались сверхширокополосные приемопередатчики для беспроводной связи и беспроводных сенсорных систем [14].

Следующим шагом в миниатюризации и повышении технологичности генераторов хаоса является создание генераторов хаоса на основе автоколебательных систем типа (1) в виде интегральных микросхем. Работы в этом направлении начались несколько лет назад [15, 16]. При разработке микросхем за основу была взята автоколебательная система (1), в которую были введены дополнительные элементы (рис. 3).Рис. 3 Принципиальная электрическая схема интегрального генератора хаоса.

Типичная топология интегральной микросхемы источника хаоса с одним активным элементом показана на рис. 4.

Рис. 4. Топология микросхемы.

К настоящему времени, в ИРЭ им. В.А. Котельникова РАН совместно с ООО «Нанохаос» получены экспериментальные образцы микрогенераторов хаоса с интегральной мощностью излучения в полосе частот 3…7 ГГц около 300 мкВт (рис. 5а). В приборах используется кремний-германиевая технология 0,25 мкм. Площадь кристалла – 1,6 мм².

Рис 5 а Рис 5 б

Рис. 5. Микрогенератор cверхширокополосных хаотических колебаний: а –
кремний-германиевый кристалл в корпусе; б – спектр мощности
генерируемого сигнала.

Источники с такой выходной мощностью достаточно эффективно могут быть использованы в радио осветительных приборах. Создание генераторов динамического хаоса в виде микросхем принципиально меняет ситуацию в области производства: теперь достаточно мощные источники некогерентных сверхширокополосных шумоподобных сигналов микроволнового диапазона можно изготавливать массово и дешево. Поэтому появляется возможность расширить области их применения на новые задачи, и радиосвещение одна из таких задач. Ближайшими аналогами источников микроволнового некогерентного сверхширокополосного излучения в видимом глазом диапазоне частот являются светодиоды с белым свечением. Для получения белого свечения применяется синий светодиод, излучение которого направляется на люминофор из желтого фосфора (рис. 6а). Свет белого спектра получается путем смешения синего света от самого светодиода и более длинноволнового излучаемого от люминофора (рис. 6б).

рис.6а

рис.6б

Рис. 6. Светодиод с белым свечением: а – структура, б – спектр излучения;
1 – линза, 2 – рефлектор, 3 – светодиодная матрица и фосфор, 4 –
основа; 5 – спектральная линия синего светодиода, 6 – линия
переизлучения желтого фосфора.

В результате светодиод излучает некогерентный шумовой сигнал в полосе длин волн Δλ точки зрения является сверхширокой, поскольку f/f = Δλ/λ > 0.25, где f – разница между верхней и нижней частотами в спектре излучения, а f и λ -средняя частота и средняя длина волны в спектре, соответственно.

Аналогия микрогенераторов хаоса, как источников радиосвета, со светодиодами белого свечения становится очевидной при сравнении спектра излучения светодиода (рис. 6б) и спектра мощности сигнала микрогенератора (рис. 5б – эксперимент и рис. 7а – моделирование). Такие характеристики как реализация процесса (рис. 7б), быстро спадающая автокорреляционная функция (рис. 7в) и близкое к гауссовскому статистическое распределение мгновенных значений сигнала (рис. 7г) также показывают, что хаотический сигнал обладает характеристиками, обеспечивающими создание некогерентного освещения в микроволновом диапазоне частот.

(а) (в)

(б) (г)

Рис. 7. Расчетные характеристики сигнала на выходе микрогенератора
хаоса: а – фрагмент временной реализации; б – спектр мощности; в
– автокорреляционная функция; г – распределение p мгновенных
значений амплитуды А

Важным общим свойством микрогенераторов динамического хаоса и светодиодов является некогерентность генерируемого сигнала. Это свойство – принципиально для применения микрогенераторов хаоса в качестве источников освещения, поскольку обеспечивает равномерную, без интерференции, засветку окружающей среды, при использовании как одиночного, так и множественных источников. Еще одной важной общей чертой светодиодов и микросхем генераторов хаоса (chaos emitted chip –CEC), является сходство в электрических характеристиках: оба устройства являются низковольтными и могут применяться как поодиночке, так и виде последовательных и параллельных сборок, в том числе, в целях увеличения мощности, или распределения излучения по пространству.

Из сказанного следует, что подобно тому, как светодиоды с белым свечением являются эффективными источниками широкополосного некогерентного излучения в видимом диапазоне частот, микрогенераторы динамического хаоса являются эффективными источниками широкополосного некогерентного излучения в микроволновом диапазоне частот.

Основные требования к приемнику радиосвета

В видимом диапазоне электромагнитного спектра в качестве принимаемого устройства такой замечательный прибор как глаз. Он состоит из множества элементарных ячеек – колбочек, принимающих свет и производящих первичную обработку принимаемого сигнала. После этого происходит сложная совместная обработка сигналов от множества колбочек. А как может быть устроен прибор для наблюдения за радиоосвещенной средой?

Подобно глазу человека и животных это может быть устройство, состоящее из одного или нескольких чувствительных элементов, представляющих собой аналоги чувствительных (зрительных) колбочек. Во всяком случае они также предназначены для приема некогерентного широкополосного излучения.

В радиотехнике существуют по меньше мере два типа устройств, которые могут рассматривается в качестве прототипа элементарной приемной ячейки для радиосвета.

Первый из них – чувствительные элементы классических радиометров [2-5, 16]. Они используются для приема сигнала с относительно медленно меняющимся характеристиками (интенсивность, спектральный состав). Характерное значение постоянной времени для типичных рассматриваемых устройств составляет ~ 0,1 – 1 сек. Такое значительное время накопления позволяет получить очень высокую чувствительность устройства. В терминах температур, она может достигать 0,1^о К.

Второй – приемник хаотических радиоимпульсов в прямохаотических системах связи [13,17,18]. Он предназначен для приема шумоподобных сигналов с высокой скоростью модуляцией, когда число принимаемых в секунду хаотических импульсов может достигать нескольких миллионов и более. Для таких устройств время накопления шумоподобного сигнала составляет от десятков до сотен наносекунд. Таким образом, эти приёмники реагируют на очень быстрые изменения в принимаемом сигнале, однако чувствительность таких приемников значительно ниже, чем у радиометров и составляет - (50 – 60) дБм, или 10^о-100^о при пересчете на градусы.

Другим принципиальным отличием радиометрических чувствительных ячеек и приемников хаотических радиоимпульсов является динамический диапазон. В радиометрических приемниках температура источников меняется как правило в динамическом диапазоне 300-1000 К, т.е. изменение интенсивности принимаемого сигнала может происходить примерно в 3 раза или в пределах 5 дБ, в энергетических приемниках прямохаотических средств связи приходящая мощность, фиксируемая приемником может меняться на несколько порядков. Это обстоятельство также должно быть учтено при разработке ячеек для приемников радиосвета.

Сформулируем основные требования для ячеек приемников радиосвета:

- полоса частот принимаемого сигнала, не менее 500 МГц. Это требование соответствует определению СШП сигнала;

- время накопления сигнала 0,001 - 0,1 сек.

- динамический диапазон должен обеспечивать работу приемника как для максимально слабых сигналов, так и для сигналов с достаточно большой интенсивностью, ~ 0 дБм или, в пересчете на температуру, (2,5 10⁸)^o K.

То есть речь идет об использовании источников радиосвета с эффективной температурой десятки и сотни миллионов градусов. Если считать, что в ячейку поступает только 0,1% мощности излучаемого сигнала, то на входе приемника будут десятки и сотни тысяч градусов, что намного больше, чем типичная мощность, поступающая на вход радиометров СВЧ диапазона.

В следующих разделах будут проанализированы приемные устройства, которые мы рассматриваем как возможные прототипы для чувствительных элементов приемников радиосвета, предложена структура ячейки приемника радиосвета и произведена оценка ее характеристик.

1. Прототипы ячейки для приемника радиосвета

Рассмотрим возможности приборов, которые во введении упоминались как наиболее близкие по своим функциональным свойствам к чувствительному элементу для радиосвета.

В радиометрических приемниках напряжение на входе, создаваемое приходящим от источника излучением, по своей интенсивности значительно меньше напряжения, создаваемого тепловым шумом.

Мощность шумов приемника Wрассчитывается по формуле

, (2)

где -постоянная Больцмана; - температура приемника; – рабочий диапазон частот.

При воздействии внешнего излучения шумовая температура приемника радиометра будет

, (3)

– добавка от излучения внешних источников.

Пороговая чувствительность радиометра – мощность сигнала на входе приемной системы, при которой на его выходе мощность сигнала равна мощности шума в заданной полосе частот.

В общем виде чувствительность радиометров δT определяется формулой [5,6]:

, (4)

где b-коэффициент, зависящий от типа приемника; - время накопления сигнала.

Наиболее известны и распространены два типа радиометров компенсационный и модуляционный.

Компенсационный радиометр. В компенсационном приёмнике (рис. 8) сигнал после антенной системы попадает на вход усилителя, который усиливает сигнал до уровня, достаточного для подачи на вход квадратичного детектора. На выходе квадратичного детектора среднее значение сигнала линейно зависит от мощности входного сигнала [4]. Из-за тепловых шумов радиометра, на выходе радиометра всегда имеется сигнал с постоянной составляющей. Для лучшей регистрации постоянной составляющей, после детектора используется фильтр нижних частот.

Рис 8. Структура компенсационного радиометра.

А – антенна, У – усилитель, Д – квадратичный детектор, ФНЧ – фильтр нижних частот, К – компенсатор.

Добавка входного сигнала от внешнего излучения, как правило, намного меньше постоянной составляющей сигнала, создаваемой нам выходе собственным тепловым шумом. Для того чтобы зарегистрировать эту добавку используется блок, формирующий постоянное напряжение, значение которого равно значению постоянного напряжения на выходе радиометра при отсутствии внешнего сигнала. Этот сигнал вычитается из сигнала на выходе ФНЧ (рис. 1). Теоретическая достижимая чувствительность для данного радиометра равна [4,16]:

, (5)

где = полоса фильтра нижних частот, TN
шумовая температура усилителя. Однако проблемой радиометров компенсационного типа является нестабильность коэффициента усиления, которая затрудняет получение предельных характеристик по чувствительности.

Модуляционный радиометр. Для того что бы избавится от шумов, обусловленных нестабильностью усилителя, используется структура приемника, с периодическим отключением антенны от усилительного тракта (рис.9).

Рис. 9. Структура модуляционного радиометра.

А – антенна, Кл – ключ, У – усилитель, Д – квадратичный детектор, ПФ – полосовой фильтр, СД – синхронный детектор, ФНЧ – фильтр нижних частот, СН – согласованная нагрузка, ГОС – генератор опорного сигнала

Приемник модуляционного радиометра включает в себя: антенну, модулятор (ключ и генератор опорного сигнала), РЧ усилитель, эталонную согласованную нагрузку, квадратичный детектор, полосовой фильтр, синхронный детектор, фильтр нижних частот. Шумовая температура эталона – согласованной нагрузки подбирается близкой к антенной температуре.

На вход модулятора может подаваться один из двух сигналов: с антенны или с согласованной нагрузки. Модулятор последовательно переключает вход приемника к антенне и к эталону. Частота переключения подбирается таким образом, чтобы за один период переключения коэффициент усиления не мог существенно измениться.

После квадратичного детектора сигнал попадает в полосовой фильтр, на выходе которого получается меандр, с амплитудой, определяемой разницей температур принимаемого информационного сигнала и тепловых шумов эталона. Дальше в синхронном детекторе происходит перемножение контролирующего модулятор сигнала с полученным на выходе полосового фильтра сигналом, в результате чего на выходе получается непрерывный постоянный сигнал, амплитуда которого зависит от информационного сигнала. Теоретически достижимая разрешающая способность модуляционного радиометра равна

(6)

Энергетический приемник. Энергетический приемник для сверхширокополосных радиоимпульсов (рис. 10) по своей структуре похож на компенсационный радиометрический приемник (рис. 1). Однако используемое в нем время накопления, как правило, значительно меньше, чем в компенсационном приемнике и составляет от десятков до сотен наносекунд.

Рис. 10. Структура энергетического приемника.

А – антенна, У – усилитель, ЛД – логарифмический детектор, ФНЧ – фильтр нижних частот, К – компенсатор.

Это предполагает, в том числе, значительное превышение мощности, поступающего от внешних источников излучения над мощностью тепловых шумов. Поэтому схема компенсации в энергетическом приемнике отсутствует. Кроме того, такой приемник должен работать в условиях большого динамического диапазона мощности принимаемого сигнала. Большой динамический диапазон приемника реализуется либо за счет применения усилителя с автоматической регулировкой усиления, либо за счет применения детектора огибающей логарифмического типа, также фактически автоматически компенсирующий широкий диапазон мощностей входного сигнала.

2. Математические модели и компьютерное моделирование

Компенсационный радиометр. В модели компенсационного радиометра на вход усилителя (точка 1 на рис. 1)), поступает сумма внешнего сигнала x(t), принимаемого антенной, и теплового шума на ней η(t):

. (7)

Частотно избирательный усилитель с полосой частот Δfмоделируется фильтром нижних частот второго порядка и коэффициентом усиления K. Усиленный сигнал V₁(t)подается на вход квадратичного детектора (точка 2). Получаемый на выходе детектора сигнал поступает на вход фильтра нижних частот второго порядка с полосой ΔF(точка 3) для выделения медленно меняющейся составляющей V₂(t) (точка 4). Наконец из сигнала V₂(t) вычитается компенсирующий сигнал , поступающий из компенсатора, и разностный сигнал

(8)

используется для оценки мощности входного сигнала.

Динамика приемника описывается двумя дифференциальными уравнениями второго порядка

(9)

,

где γ₁, γ₂ - коэффициенты затухания; - частоты среза фильтров.

Модуляционный радиометр. В модели модуляционного радиометра на вход ключа (рис. 2) поступают сигнал с антенны (7) и шум с согласованной нагрузки.

Ключ управляется с помощью генератора опорного сигнала и периодически подключает вход усилителя (точка 1) к антенне или к согласованной нагрузке. В результате сигнал в точке 1 описывается выражением:

, (10)

где – опорный сигнал. Частотно избирательный усилитель, как и в компенсационном радиометре, моделируется фильтром нижних частот второго порядка и коэффициентом усиления К. Сигнал с выхода усилителя подается на вход квадратичного детектора (точка 2). После детектора сигнал поступает на вход полосового фильтра с полосой частот (точка 3) для получения огибающей сигнала без постоянной составляющей.

В модели полосовой фильтр описывается дифференциальным уравнением:

, (11)

где - полоса частот фильтра; - средняя частота полосового фильтра. Полоса частот фильтра и его средняя частота связаны с верхней и нижней частотами среза соотношениями [10]:

(12)

Сигнал с выхода полосового фильтра (точка 4) поступает в синхронный детектор, где перемножается с опорным модулирующим сигналом . Наконец происходит выделение медленно меняющейся составляющей с помощью фильтра нижних частот второго порядка (точка 6).

Общая динамика приемника описывается системой дифференциальных уравнений:

(13)

,

где , - коэффициенты затухания; , – частоты среза фильтров нижних частот.

Энергетический приемник.

В модели энергетического приемника на вход усилителя (точка 1 на рис. 1)), поступает сумма внешнего модулированного сигнала x(t), принимаемого антенной, и теплового шума η(t):

. (14)

Частотно избирательный усилитель с полосой частот Δf моделируется фильтром нижних частот второго порядка и коэффициентом усиления K. Усиленный сигнал V₁(t)подается на вход логарифмического детектора (точка 2). Получаемый на выходе детектора сигнал поступает на вход фильтра нижних частот второго порядка с полосой ΔF(точка 3) для выделения медленно меняющейся составляющей V₂(t) (точка 4). Энергетический приемник используется для приема высокоскоростных сигналов. Поэтому полоса фильтра нижних частот ΔF в энергетическом приемнике будет отличаться на несколько порядков от полосы аналогичного фильтра в компенсационном радиометре. Помимо этого в энергетическом приемнике необходимо значительное превышение мощности полезного сигнала над мощностью шума .

Динамика приемника описывается двумя дифференциальными уравнениями второго порядка

(15)

,

где γ₁, γ₂ - коэффициенты затухания; - частоты среза фильтров.

Описанные процессы приема и обработки сигнала были промоделированы с помощью программной среды Matlab. Шум и сигнал от принимаемого излучения моделировались с помощью последовательностей случайных чисел с гауссовским распределением. Смоделированный сигнал имеет равномерную спектральную плотность мощности, с максимальной частотой равной , где временной промежуток между отсчетами. При интегрировании системы дифференциальных уравнений, с потоком отсчетов на входе, получался сигнал с равномерной спектральной плотностью мощностью, с полосой равной полосе частот входного фильтра нижних частот. Шаг интегрирования выбирался, исходя из фильтра с наибольшей частотой среза.

При моделировании, на входе системы подавалась сумма сигнала и шума с разными отношениями по мощности, с целью найти минимальное отношение сигнал/шум, при котором можно регистрировать наличие полезного сигнала и тем самым определить чувствительность приемника.

Результаты моделирования

Результаты моделирования представлены на рис. 4-6 и получены для случая, когда мощность падающего на антенну приемника излучения шумового поля равна мощность теплового шума.

Для модели компенсационного радиометра реализации процессов (рис. 11) соответствуют сигналам в следующих точках рис. 1. Реализация процесса А - сигналу в точке 2, т.е. усиленному принятому сигналу с учетом теплового шума. Реализация Б сигналу в точке 3 после квадратичного детектора. Реализация В - сигналу в точке 4 после фильтра нижних частот. Реализация Г - сигналу в точке 5 после компенсационного блока. Так как на вход приемника подается сумма независимых сигналов с одинаковой мощностью, на выходе вклад от обоих сигналов будет одинаковым. Это хорошо видно из сравнения среднего уровня сигналов на графиках В и Г.

Рис. 11. Результаты моделирования компенсационного радиометра. А – Сумма сигнала и шума в полосе 1ГГц, при соотношении С/Ш = 0 дБ; Б – сигнал после квадратичного детектора; В – сигнал после ФНЧ с срезом 1 МГц, пунктиром изображено среднее значение; Г – сигнал после компенсации, пунктиром обозначено среднее значение.

Для модели модуляционного радиометра (МР) реализации процессов (рис. 12) соответствуют сигналам в следующих точках схемы на рис. 2. График А - сигналу в точке 2, т.е. усиленному сигналу, попеременно получаемому от антенны и согласованной нагрузки. График Б соответствует сигналу в точке 3 после квадратичного детектора. График В соответствует сигналу в точке 4 после полосового фильтра (ПФ). Он представляет собой огибающую сигнала квадратичного детектора за вычетом постоянной составляющей. Амплитуда этого сигнала в общем случае зависит от мощности принимаемого излучения. Реализация Г соответствует сигналу в точке 7. Это опорный сигнал, который используется как при модуляции сигнала путем переключения между антенной и согласованной нагрузкой, так и в синхронном детекторе. Кривая Д соответствует сигналу в точке 5. Полученный сигнал уже имеет постоянную составляющую, которая зависит от мощности входного сигнала. И, наконец, кривая Е соответствует сигналу в точке 6. Из-за модуляции сигнала на входе устройства, в приемник попадает только половина его мощности, поэтому среднее значение выходного сигнала у модуляционного радиометра 2 раза меньше по сравнению с компенсационным радиометром, что означает, теоретически худшую чувствительность на 3дб. Но модуляционный радиометр имеет то практическое преимущество перед компенсационным радиометром, что в нем изменение температуры входа радиометра не влияет на точность измерений.

Рис. 12. Результаты моделирования модуляционного радиометра. А – Сумма сигнала и шума в полосе 1 ГГц, при соотношении С։Ш 1։1; Б – сигнал после квадратичного детектора; В – сигнал после ПФ с полосой 0,05 – 20 МГц; Г – опорный меандр, с частотой 5МГц, и амплитудой 1; Д – сигнал после синхронного детектора; Е – сигнал после ФНЧ с частотой 1 МГЦ, пунктиром изображено среднее значение выходного сигнала.

Для модели энергетического приемника реализации процессов (рис. 8) соответствуют сигналам в следующих точках рис. 3. Реализация процесса А - сигналу в точке 2, т.е. усиленному принятому импульсному сигналу с учетом теплового шума. Реализация Б сигналу в точке 3 после логарифмического детектора. Реализация В - сигналу в точке 4 после фильтра нижних частот.

Для модели приемника радиосвета реализации процессов (рис. 7) соответствуют сигналам в следующих точках рис. 4. Реализация процесса А - сигналу в точке 2, т.е. усиленному принятому импульсному сигналу с учетом теплового шума. Реализация Б сигналу в точке 3 после логарифмического детектора. Реализация В - сигналу в точке 4 после фильтра нижних частот.

Рис. 14. Результаты моделирования энергетического приемника. А – Сумма сигнала и шума в полосе 1ГГц, при соотношении С։Ш 1։1; Б – сигнал после логарифмического детектора; В – сигнал после фильтра нижних частот с срезом 1МГц, пунктиром изображено среднее значение.

3. Структура ячейки приемника радиосвета

Чувствительный элемент должен сочетать в себе свойства радиометров и энергетических приемников для СШП сигналов. Также как энергетические приемники он должен иметь большой динамический диапазан и возможность работы с входными сигналами, намного, должен обладать возможностью приема очень слабых сигналов, значительно более слабых чем входные тепловые шумы самого устройства. Динамический диапазон такого прибора будет составлять до 100 дБ, при чувствительности логарифмического детектора в полосе 50 МГц ~ 55 дБм.

Пример структурной схемы устройства, использующего логарифмический детектор для обеспечения большого динамического диапазона и использованием компенсации постоянной составляющей, связанной с собственными шумами приемника, представлен на рис. 15. Для определенности ниже принимается, что сигнал на выходе логарифмического детектора связан с сигналом на его входе соотношением:

(16)

Рис. 15. Структура ячейки приемника радиосвета.

А – антенна, Кл – ключ, У – усилитель, Д – квадратичный детектор, ПФ – полосовой фильтр, СД – синхронный детектор, ФНЧ – фильтр нижних частот, СН – согласованная нагрузка, ГОС – генератор опорного сигнала

Поскольку внешний сигнал (поступающее от радиосвещенной местности излучение) не модулировано, для определения реального сигнала и его интенсивности нужна база сравнения. В качестве такой базы может быть использовано эквивалентное сопротивление при температуре самого приемника. В этом случае при измерении интенсивности принимаемого излучения производится периодическое сравнение сигнала, поступающего из антенны, и напряжения на эквивалентном сопротивлении. Разница между их значениями используется для определения интенсивности поступающего излучения. При таком подходе чувствительность приемника может достигать предельного значения. Сам приемник по своей структуре близок к радиометрическому приемнику. Разница заключается в применении для приема радиосвета логарифмического детектора вместо квадратичного.

Другой возможностью является однократная калибровка чувствительного элемента при отсутствии сигнала внешних радиосветительных полей. В дальнейшем полученное значение используется для нормировки принимаемого сигнала. Второй вариант приемника радиосвета, конечно, обладает меньшей чувствительностью, но при этом проще в реализации. Последнее обстоятельство может оказаться существенным в тех приложениях, для которых интенсивность принимаемого излучения значительно превышает уровень чувствительности.

Отличительной особенностью приемника радиосвета от используемых в настоящее время приемников для связных СШП средств является использование аналого-цифрового преобразователя (АЦП) после детектора вместо порогового устройства. В этом качестве вполне подходит АЦП микроконтроллера, используемого в энергетическом приемнике.

Еще одно замечание касается динамического диапазона интенсивности принимаемого излучения. Допустим, есть какой-то уровень принимаемого сигнала, который является пороговым, т.е. это уровень, при котором более или менее надежно можно говорить о том, что дополнительное излучение на приемник поступает. Для того чтобы получить картину (в том числе временную или пространственную) по изменению интенсивности излучения, его уровень должен многократно превосходить пороговый уровень.

В качестве такого уровня можно, например, предположить уровень, превосходящий минимальный в 10 - 10⁵ раз. При этом необходимый динамический диапазон приемника будет составлять 40 дБ.

Если у нас имеется АЦП с 10 битами, то формально оно может обеспечить разрешение в 40/1024 ≈ 0, 04 дБ. Реально это скорее всего будет ближе к 0:1 дБ, что тоже неплохо.

Результаты моделирования приемника радиосвета

Для подобного приемника так же было проведено моделирование в компьютерной среде MatLab. Для модели приемника радиосвета реализации процессов (рис. 16) соответствуют сигналам в следующих точках рис. 4. Реализация процесса А - сигналу в точке 2, т.е. усиленному принятому импульсному сигналу с учетом теплового шума. Реализация Б сигналу в точке 3 после логарифмического детектора. Реализация В - сигналу в точке 4 после фильтра нижних частот. Реализация Г - сигналу в точке 5 после компенсационного блока. Выходной сигнал у приемника радиосвета зависит от порядка отношения сигнал шум на входе приемника, после компенсации, зависимость выглядит следующим образом

S и N это соответственно мощности сигнала и шума.

Рис. 16. Результаты моделирования приемника. А – Сумма сигнала и шума в полосе 1ГГц, при соотношении С։Ш 1։1; Б – сигнал после логарифмического детектора; В – сигнал после фильтра нижних частот с срезом 1МГц, пунктиром изображено среднее значение; Г – сигнал после компенсации, пунктиром изображено среднее значение выходного сигнала.

4. Анализ свойств ячейки приемника радиосвета и вариантов ее реализации

Итак, ячейка радиосвета может быть реализована на принципах близких к принципам работы радиометров и энергетических приемников. С первыми ее роднит очень высокая степень накопления сигнала, достигающая величины ~ 10⁶ – 10⁷, а со вторыми требования по большому динамическому диапазону. Как минимум 50 дБ. Величина динамического диапазона определяет дальности, на которых могут наблюдаться радиоосвещенные объекты. Важно отметить, что в условиях искусственного радиоосвещения, интенсивность излучения, поступающего в приемник радиосвета (напрямую от источника, рассеянное окружающими предметами и средой, или преломленного) определяется участниками процесса, а не природными факторами, как это происходит при наблюдениях естественного фона радиоизлучения. Интенсивность источников можно выбирать в зависимости от стоящих задач. Точно также, в зависимости от задачи могут меняться и требования по дальности наблюдения. В каких-то случаях речь может идти о предельных дальностях, а в каких-то и о очень небольших.

Поэтому на такой параметр как чувствительность приемника радиосвета можно посмотреть с двух позиций: 1) предельная дальность наблюдения источников определенного типа, например, источников излучения с фиксированной мощностью, и 2) практическая дальность наблюдения, определяемая рамками решаемых задач.

Чувствительность разных вариантов определялась с помощью соотношения и путем непосредственного статистического моделирования для контрольных точек. Во втором случае на вход приемника подавался шум и на выходе приемника измерялись среднее значение и дисперсия, потом на вход приемника подавалась сумма шума и полезного сигнала. Случай, когда среднее значение выходного сигнала было равно дисперсии выходного сигнала только с тепловым шумом, считалось предельным.

Рис. 17. Зависимость чувствительности отношения минимальный порог сигнал/шум уменьшается на 5 дБ, и что у модуляционного приемника чувствительность на 3 дБ хуже, чем у компенсационного, что совпадает с теорией. Из графиков также следует, что сигнал можно выделить из-под тепловых шумов вплоть до отношений сигнал/шум ~ -25 дБ. Этого может оказаться достаточно, например, для обнаружения источника излучения, но явно не хватит для построения содержательной картины пространственного распределения интенсивности излучения. В этом случае интенсивность принимаемого сигнала должна быть как минимум на порядок больше. К этому необходимо также обеспечить пространственную избирательность приемника.

Сказанное справедливо для всех рассмотренных типов приемников (компенсационного, модуляционного и энергетического), однако только энергетический приемник обеспечивает обработку сигнала в большом динамическом диапазоне принимаемой мощности без дополнительного усложнения конструкции. Его мы и будем использовать в качестве базового чувствительного элемента для радиосвета.

Заключение.

В работе рассмотрена задача о построении чувствительного элемента для приемников радиосвета. Проанализированы возможности и свойства приборов, которые можно рассматривать как прототипы для таких элементов. Предложена схема для чувствительного элемента приемника радиосвета, с большим динамическим диапазоном, обеспечивающим «осмотр» пространства при разных уровнях радио освещенности. Построена математическая модель предлагаемого прибора, на основе которой с помощью компьютерных расчетов получены количественные оценки его характеристик.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Polivka J., Fiala P., Machac J. // Progress in Electromagnetics Research. 2011. V. 111. P. 311.

2. Шутко А.М. СВЧ-радиометрия водной поверхности и почвогрунтов. М.: Наука, 1986.

3. Armand N.A., Polyakov V.M. Radio Propagation and Remote Sensing of the Environment. Boca Raton: CRC Press, 2005.

4. Шарков Е. А. Радиотепловое дистанционное зондирование Земли: физические основы. Т 1. М.: ИКИ РАН, 2014.

5. Гуляев Ю.В., Годик Э.Э. //Вестн. АН СССР. 1983. №.8. С. 118.

6. Гуляев Ю.В. Физические поля и излучения человека. Новые неинвазивные методы медицинской диагностики. М.: РБОФ "Знание" им. С. И. Вавилова, 2009.

7. Серия шумовых диодов Noisecom. NC100/200/300/400http://evitek.ru/catalog/noisecom/ istochniki-shuma/shumovye-diody/seriya-shumovyh-diodov-noisecom-_16294.html.

8. Безруков В.А. // Современная электроника. 2011. №.7. С. 28.

9. Дмитриев А. С., Ефремова Е.В., Герасимов М.Ю., Ицков В.В. // РЭ. 2016. Т. 61. № 10.

10. Кислов В. Я., Залогин Н. Н., Мясин Е. А. // РЭ. 1979. Т. 24. № 6.

С. 1118.

11. Безручко Б. П., Кузнецов С. П., Трубецков Д. И. //Письма в ЖЭТФ. 1979. Т. 29. № 3. С. 180.

12. Анисимова Ю. В., Дмитриев А. С., Залогин Н. Н. и др. //Письма

в ЖЭТФ. 1983. Т. 37. № 8. С. 387.

12. Дмитриев А.С., Ефремова Е.В., Максимов Н.А., Панас А.И.

Генерация хаоса. М.: Техносфера, 2012.

13. Дмитриев А. С., Клецов А. В., Лактюшкин А. М. и др. // РЭ.

2006. Т. 51. № 10. С. 1193.

14. Дмитриев А. С., Ефремова Е. В., Никишов А. Ю. //Письма в ЖТФ. 2009. Т. 35. №. 23. С. 40.

15. Дмитриев А. С., Ефремова Е. В., Никишов А. Ю. //Письма в ЖТФ. 2010. Т. 36. №. 9. С. 82.

16. Кутуза Б.Г., Яковлев О.И., М. В. Данилычев М.В. Спутниковый мониторинг Земли: Микроволновая радиометрия атмосферы и поверхности. М: Ленанд, 2016.

17. Andreyev Yu.V., Dmitriev A.S., Efremova E.V., Khilinsky A.D., Kuzmin L. V. // Int. J. Bifurcation and Chaos. 2005. V. 15. No. 11. P. 3639.

18. Ефремова Е.В., Лазарев В.А. // Успехи современной радиоэлектроники. 2013. №3. с. 43.

19. Лэм Г. Аналоговые и цифровые фильтры. М: Мир, 1982. - 592 с.