Разработка измерительного преобразователя

Задание:

 

Требуется разработать измерительный преобразователь со следующими техническими характеристиками:

·     Напряжение входного сигнала ℮_с=20 мВ

·     Максимальное значение частоты входного сигнала f_с=0,3 мГц

·     Погрешность нелинейности =1,5%

·     Значение выходного сигнала U_вых=3 В

·     Измерительный преобразователь должен запитываться от источника постоянного напряжения Е₁, Е₂=32 В

·     Нестабильность источников питания δ_Е=20%

Исходя из технического задания, измерительный преобразователь должен содержать усилитель переменного напряжения, поскольку данный усилитель предназначен для усиления только переменой составляющей входного сигнала;

двухполупериодный выпрямитель, осуществляющий преобразование переменного напряжения в средневыпрямленное значение;

фильтр низкой частоты, предназначенный для сглаживания пульсаций входного сигнала выпрямителя;

масштабирующий усилитель, осуществляющий приведение выходного сигнала измерительного преобразователя к номинальному значению.

Структурная схема измерительного преобразователя переменного напряжения в постоянное приведена на рисунке 1.

ФНЧ

МУ

В

У

СТ2

СТ1

℮_с  U_вых

U_СТ1  U_СТ2

Е₁

 

Е₂

 

На рисунке 1 введены следующие обозначения:

У - усилитель переменного напряжения;

В - выпрямитель;

ФНЧ - фильтр низкой частоты;

МУ - масштабирующий усилитель;

СТ1, СТ2 - стабилизаторы напряжений;

Разработка принципиальной электрической схемы.

 

На основании структурной схемы была разработана функциональная, а затем и принципиальная электрическая схема. Поскольку принципиальная и функциональная схемы измерительного преобразователя, построенного на интегральных микросхемах отличаются незначительно (в функциональных схемах отсутствует нумерация выводов микросхемы), описание принципа действия основных узлов будем вести по принципиальной электрической схеме.

Описание основных узлов измерительного преобразователя.

 

Усилитель переменного напряжения выполнен на операционных усилителях Э1, Э2, резисторах R₁-R₄, конденсаторе С1. Он предназначен для усиления только переменной составляющей входного сигнала. Применение данного усилителя позволяет существенно уменьшить погрешность, обусловленную смещением и дрейфом нуля операционного усилителя. Первый каскад усилителя выполнен по схеме инвертирующего усилителя. Он имеет коэффициент усиления R₃/R₁. Второй каскад выполнен по схеме буферного повторителя напряжения. Его значение - обеспечить лучшее согласование выхода усилителя переменного напряжения со входом двухполупериодного выпрямителя. Переходная цепочка С1, R4 не пропускает постоянной составляющей выходного сигнала первого каскада усилителя на вход второго каскада. Как известно, передаточная функция такой цепи описывается выражением: К_ц (р) = рτ_ц /1+ рτ_ц, где

τ_{ц =} С1R4 - постоянная времязадающая цепи. (1).

Двухполупериодный выпрямитель выполнен на микросхемах Э4, Э6, резисторах R8, R9, R10, R14, диодах D₁, D₂. Выпрямитель работает следующим образом. При входном сигнале U_вх>0 сигнал проходит на выход усилителя, через усилитель Э4, диод D₂, усилитель Э6, а обратная связь замыкается через резисторы R9, R14. При этом очевидно, что U_вых= U_вх(R8+R9+R14/R8). Если же U_вх<0 , то открывается диод D1, диод D2 закрыт и выходное напряжение формируется в результате усиления инвертирующим усилителем Э6 напряжения, поступающего с выхода повторителя на основе Э4. В результате U_вых= - U_вх * R14/ R9. Постоянство модуля коэффициента передачи будет достигаться при:

1+ R9/ R8 + R14/R8 = R14/ R9 (2)

В частности, если R8 = ∞ и R9 = R14, то U_вых= U_вх

В качестве ФНЧ выбираем активный ФНЧ.

Применение активного ФНЧ позволяет исключить из структурной схемы измерительного преобразователя масштабирующий усилитель. Передаточная функция активного фильтра описывается выражением

К_ф(р) = - R17/ R15*1/рС6 R17+1 (3)

Подобный фильтр применяется в тех случаях, когда необходимо усилить постоянную составляющую входного сигнала фильтра и сгладить с этом сигнале пульсации.

Расчет параметров элементов схемы

измерительного преобразователя.

 

При разработке принципиальной схемы использовались:

·     Операционный усилитель 154 УД2

·     Стабилизаторы напряжения

имеющие следующие характеристики:

Микросхема 154 УД2:

коэффициент усиления К, тыс - 10⁴

напряжение питания ±U_п, В - 13,5-16,5

напряжение смещения ±l_см, мВ - 2

входной ток i_вх, нА - 100

граничная частота f, мГц - 50

сопротивление нагрузки R_н, кОм - ≥ 2

дрейф нуля ТКl_см мкВ/К- 20

Ток потребления I_потр , мА- 10

Микросхема К142 ЕН 3:

Выходное напряжение U_вых, В- 3-30

Ток нагрузки Iн_max, А- 1

U_{вх max}, В- 45

U_вхmin- U_вых, В- 4

К_ст %/В- 0,05

ТК U_вых %/К- 0,01

U_вхmin -  9

Определяем общий коэффициент передачи измерительного преобразователя: К = К_у*К_в*К_ф=150, где

К_у,К_в,К_ф - коэффициенты передач усилителя, выпрямителя и фильтра соответственно.

Распределим коэффициенты передач К_у, К_в,К_ф следующим образом:

К_у=3, К_в=5, К_ф=10.

Расчет параметров усилителя

переменного напряжения.

Для обеспечения достаточно высокого входного сопротивления измерительного преобразователя, равного суммирующему сопротивлению R1, выбираем R1=10кОм. Тогда R3 определится из уравнения R3/R1=К_у=3;

R3=30кОм. Значение сопротивления резистора R2 выбирается из уравнения R2= R1*R3/ R1+R3. R2=10*30/10+30≈7,5кОм.

Выходное сопротивление 1-го каскада усилителя определится как

R_{вых ос}= R_вых/1+ К_уβ, где R_{вых ос} - выходное сопротивление 1-го каскада, охваченного обратной связью; R_вых - выходное сопротивление собственно Оу.

R_вых≈500Ом; К_у - коэффициент усиления на рабочей частоте f_{с max}=0,3мГц

К_у≈f₁/f_{с max}=50/0,3≈180; β-глубина обратной связи β= 1/R1+R3=10/40=0,25.

Тогда R_{вых ос}=500/1+180*0,25≈10 Ом.

Выходное сопротивление 2-го каскада усилителя (β=1)

R_{вых ус} =500/1+180≈2,8 Ом.

Погрешность нелинейности γ _н= ­­–1/ К_уβ=1/180*0,25≈2%.сказанное справедливо, если О.у. представлен аппериодическим звеном 1-го порядка. В реальном случае Оу моделируется аппериодическим звеном 2-го и даже 3-го порядка. При этом реальный коэффициент усиления К_у возрастает больше, чем на порядок, что приводит к уменьшению погрешности нелинейности более, чем на порядок, т.е. γ _н≈0,2%, что соответствует требованиям технического задания.

При расчёте переходной цепи из выражения для передаточной функции (1) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи.

К_ц (ω)= ω τ_ц /V1+ ω² τ²_ц (4)

Используя это выражение построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику.

20lgk_ц

 0 ω=1/τ _ц ω_{с max}=2πf_{c max}

ω

20дб/дек

-20lgk_ц

Определим значения параметров С1, R4 переходной цепи. Предположим, что коэффициент передачи К_ц  при максимальном значении частоты входного сигнала f_с =0,3мГц меньше 1 на 1%. Как следует, из выражения (4), этому условию соответствует неравенство ω_с τ_ц  ≥10,

откуда τ_ц ≥10/2П*0,3*10⁶ =5*10^-6с. Задаёмся значением R4=10кОм и определяем значение С1: С1≥ τ_ц / R4=5*10^-6 /10⁴=500пФ. Выбираем значение С1=1000пФ.

Расчёт параметров

двухполупериодного выпрямителя.

Коэффициент передачи К_ввыпрямителя, как было определено выше, должен быть равен К_в=5. Постоянство модуля коэффициента передачи для положительных и отрицательных полуволн входного сигнала обеспечивается при выполнении условия 1+ R9/ R8+ R14/ R8= R14/ R9=5. Выбираем значение R9=10кОм, тогда R14==50кОм. Выбираем ближайшее из ряда Е24 R14==51кОм. Тогда R8=15кОм.

Значение сопротивления R10= R9* R14/ R9+ R14=510/61≈8,2кОм.

Расчёт параметров активного фильтра.

Коэффициент передачи фильтра, как было определено выше, должен быть равен К_ф =10. Из выражения для передаточной функции (3) получим выражение для модуля комплексного коэффициента передачи

К_ф (ω)= – R17/ R15 · 1/√1+ ω² τ² , где τ=С6* R17 (5)

При передачи постоянной составляющей входного сигнала ω=0, тогда

К_ф = –R17/ R15. Задаёмся значением R15=10кОм, тогда R17=100кОм. Значение R16 определяется из условия R16= R15* R17/ R15+ R17≈9,1кОм. Используя выражение (5) построим логарифмическую амплитудно-частотную характеристику фильтра.

20lgk_ф

20lgk_ф

ω₁=1/τ ω_ср=10/τ ω_с=2пf_с

ω

 Частота сопряжения ω определяется из условия ω₁ = 1/ τ. На этой частоте модуль комплексного коэффициента передачи К(ω)= – R17/ R15 · 1/√2. Частота среза ω_српри которой модуль комплексного коэффициента передачи К_ф (ω)=1, как следует из выражения (5), равна ω_ср = 10/ τ. Действительно пренебрегая 1 в подкоренном выражении (5) получим

К_ср = – R17/ R15 · 1/10=1.

Определим значения параметров времязадающей цепи τ условия, что пульсации при максимальном значении частоты выходного сигнала f_с не будет превышать 1% от постоянной составляющей. Данному условию удовлетворяет очевидное неравенство ω_с τ ≥100. При выполнении этого условия из выражения (5) получим К_ф (ω_с)= – R17/ R15 · 1/100. Постоянная времязадающей цепи τ при этом должна быть τ≥100/ω_с=100/2пf_с=100/6,28*0,3*10^-6=10^-4/2=50мкс. Поскольку τ=С6 R17, значение ёмкости конденсатора С6 ≥ τ/ R7=50*10^-6/10⁵ =500пФ. Выбираем значение С6=1000пФ.

Расчёт стабилизаторов напряжения.

 

Определяем диапазон изменения напряжения

Е_{1,2 min}= Е_1,2 –δ_е Е_1,2=32–6,4=25,6В.

Е_{1,2 mах}= Е_1,2 +δ_е Е_1,2=32+6,4=38,4В.

Напряжение питания микросхем измерительного преобразователя ±15В.

Всем этим требованиям удовлетворяет стабилизатор напряжения К142 ЕН 3 (см. технические характеристики на микросхему). В соответствии с рекомендациями на применение микросхемы К142 ЕН 3. Значения сопротивлений резисторов R7= R13=1,5кОм, R6= R12=15кОм, ёмкости конденсаторов С2=С4=0,01мкФ, С3=С5=22мкФ. Резисторы R5, R11 предназначены для защиты стабилизаторов от перегрузки выходным током. Значения сопротивления этих резисторов R5=R11=1,5Ом.

Все резисторы, которые определяют коэффициент передачи измерительного преобразователя – высокочастотные типа С2–29В ±0,5%, остальные типа С2–33±5%.

Литература

 

1.  Гутников В.С. «Интегральная электроника в измерительных устройствах». Энергоатомиздат 1988 г.

2.  Справочник «Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы». Радио и связь, 1989 г.