Неінвертуючий підсилювач

2.                 Неінвертуючий підсилювач

В неінвертуючому підсилювачі вхідний сигнал подається на неінвертуючий вхід. До інвертуючого входу вмикаються ланки послідовного зворотного зв’язку за напругою.

Коефіцієнт підсилення за зворотним зв’язком визначається через коефіцієнт підсилення без зв’язку і коефіцієнт передачі ланки зворотного зв’язку β.

.

Величина сигналу, що подається на інвертуючий вхід β визначається через відношення опорів резистивного подільника.

.

Враховуючи, що , одиницею в знаменнику можна знехтувати.

Отже, коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача не може бути меншим одиниці. Величина його повністю визначається ланкою зворотного зв’язку.

Інвертуючий підсилювач

В інвертую чому каскаді і інформаційний сигнал, і сигнал зворотного зв’язку подається на інвертуючий вхід. Таким чином тут реалізовується паралельний зворотний зв'язок. Оскільки вхідний опір є дуже великим, то потенціал інвертуючого входу вважають віртуальним нулем. Коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду визначається як добуток коефіцієнту передачі самого підсилювача з зворотним зв’язком та вхідним опором подільника.

Враховуючи, що , отримаємо:

.

Як видно із останнього співвідношення за рахунок зменшення опру zзз коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду ОП може бути як завгодно малим і теж повністю визначається ланкою зворотного зв’язку. При цьому мале значення КU<1 обумовлене не ОП, а вхідним резистивним подільником. Якщо zзз>>z1, то коефіцієнт передачі як інвертуючого, так і неінвертуючого каскадів є досить великі і практично однакові. Різниця полягає тільки в інверсії фази вхідного сигналу в інвертую чому каскаді порівняно з неінвертуючий.

Якщо в ланках зворотного зв’язку використовують суперпозицію сигналів або нелінійні елементи, зв'язок між струмом і напругою в яких описується певним математичним законом, то на схемотехнічному рівні можна реалізувати математичну обробку сигналів.

Схеми додавання і віднімання сигналів

Точку з’єднання R1…Rm на інвертуючому вході можна вважати точкою Кірхгофа, в якій справджується І закон про суму струмів. Якщо окремо використовувати тільки по одному подільнику на інвертуючому та неінвертуючому вході, то одержимо диференційний каскад підсилення, в якому вихідна напруга буде визнчатись різницею напруг неінвертуючого та інвертуючого сигналів.

Uвих = Uвх.н – Uвх.і

Коли в каскаді буде виконуватись вимога пропорційності відповідних вхідних резистивних подільників , амплітуда вхідних сигналів на інвертуючому та неінвертуючому входах буде однаковою, то ми одержимо синфазні сигнали і вихідний сигнал буде рівний нулю. В протилежному випадку сигнали, які подаються на неінвертуючий вхід будуть додаватися, тобто ми одержимо найпростіший суматор; сигнали, що подаються на інвертуючий вхід є протифазними, тому вони теж додаються, але з протилежним знаком, таким чином одержимо схему віднімання сигналів. При наявності всіх диференційних сигналів реалізовується схема додавання та віднімання.

Інтегруючий підсилювач

Інтегруючий підсилювач – це каскад, в якому паралельний зворотний зв'язок задається за допомогою ємності конденсатора.

Ланка зворотного зв’язку реалізується у вигляді RC-кола. За І законом Кірхгофа справедливе співвідношення для струмів на інвертуючому колі:

Вихідна напруга визначається як інтегральна функція від напруги на вході. Якщо на вході використати ланку резистивного суматора, тобто паралельно подати кілька вхідних сигналів через окремі резистори, то одержимо інтегруючий суматор:

Диференціюючий каскад підсилення

 

Як і в попередньому випадку застосування І закону Кірхгофа дозволяє записати співвідношення струмів для інвертуючого входу:

Таким чином в цьому каскаді одержимо як результат диференціювання вхідного сигналу. Застосування сумуючого входу дозволяє про диференціювати кілька сигналів:

Оскільки струм вхідного кола є лінійною суперпозицією вхідних струмів.

Логарифмуючий підсилювач

 

Логарифмуючий підсилювач одержуємо при використанні в якості елемента зворотного зв’язку p-n переходу або бар’єру Шоткі. Це зумовлене тим, що зв'язок між напругою і струмом в p-n переході описується експоненційним законом:

Тому за І законом Кірхгофа співвідношення струмів матиме вигляд:

Якщо використовується пряма вітка ВАХ, логарифмування останнього співвідношення приводить до виразу:

Таким чином з точністю до постійної інтегрування можна вважати, що вихідний сигнал є пропорційним натуральному логарифму вхідного сигналу.

Використовуючи багатовходовий логарифматор можна реалізувати логарифмування суми сигналів:

Антилогарифмуючий підсилювач

Зворотній зв'язок реалізується з допомогою лінійного елементу (резистора), а вхідний сигнал подається через нелінійний елемент. Тому співвідношення струмів на інвертуючому вході має вигляд: .

В результаті вихідна напруга є експоненційною функцією вхідного сигналу:

Використання кількох нелінійних входів дозволяє реалізувати суму експоненційних сигналів:

.

3.3 Джерела струму та напруги на основі операційних підсилювачів

Завдяки специфічним параметрам ОП як високий вхідний опір та великий коефіцієнт підсилення можна реалізувати високоякісні схеми джерел струму та напруги.

Джерела струму на ОП

Як відомо в ідеальному джерелі струму вихідний опір прямує до безмежності, в джерелі напруги – до нуля. Використовуючи інвертуючий підсилювач можна реалізувати джерело струму з плаваючим або заземленим навантаженням.

При цьому в І випадку резистор навантаження використовується в колі зворотного зв’язку і не має спільного із загальним проводом схеми.

Величина струму навантаження визначається співвідношенням:

.

У випадку неінвертуючого каскаду струм через навантаження має протилежний напрямок порівняно із інвертуючим каскадом.

Для заземлення навантаження використовують додаткові транзисторні кола на виході ОП. При цьому напрямок протікання струму через навантаження залежить від типу провідності, а відповідно і живлення транзисторного каскаду і схеми ввімкнення ОП.

Джерела напруги на ОП

В ідеальному джерелі напруги значення напруги на навантаженні не повинно залежати від струму, що протікає у вихідному колі.

При цьому на виході опір джерела має бути достатньо малим, щоб не впливати на потужність, що виділяється на навантаженні. Оскільки в ОП величина струму на виході, а відповідно і коефіцієнт передачі каскаду залежить тільки від ланок зворотного зв’язку, то забезпечення постійного значення потенціалу на вході схеми дозволяє одержати стабільне значення напруги на виході.

В залежності від використання кіл зв’язку для інвертуючого чи неінвертуючого входу одержують прямий або інверсний сигнал напруги у вхідному колі.

Враховуючи, що КU в ОП є дуже великим, то при  вихідного каскаду із зворотнім зв’язком прямуватиме до нуля.

3.4 Активні фільтри

Застосування частотно-вибіркових кіл в ланках зворотного зв’язку ОП дозволяє формувати амплітудно-частотні характеристики із заданою зміною коефіцієнту передачі каскаду в певному частотному діапазоні сигналу.

В найпростішому випадку частотна вибірковість реалізується в інтегруючих та диференціюючи колах.

Однак в цьому випадку коефіцієнт передачі схеми завжди є функцією, що змінюється з частотою. Тому для забезпечення стабільності коефіцієнта передачі в певному діапазоні застосовують схеми низькочастотних (НЧ), високочастотних (ВЧ) та смугових фільтрів.

Низькочастотний фільтр повинен забезпечити проходження сигналів з ω<ωзрізу при КU=const.

Найпростіше це реалізується якщо в інтегруючому колі зменшити добротність ємнісної ланки.

Для ВЧ-фільтрів: КU=const при ω>ωзрізу. В цьому випадку зменшують добротність ємності вхідного кола диференціюючої ланки.

Використовуючи одночасно каскади, в яких ωзр низькочастотного спектру є більшою за ωзр високочастотного спектру, одержують смуговий фільтр в діапазоні від ω1 до ω2.

В загальному випадку коефіцієнт передачі ланок зворотного зв’язку може бути записаний у вигляді дробово-раціональної функції: , де А(р) та В(р) – це многочлени, записані у вигляді відомих поліномів Чебишова-Бесселя та ін. в залежності від степені змінної, що має максимальне значення можна реалізувати відповідно математичні поліноми 1, 2… порядку або на фізичному рівні відповідно активні фільтри 1,2 і т.д. порядку.

Перевагою активних фільтрів є стабільність їх показників, малогабаритні показники порівняно із LC- та RC-фільтрами, низькі активні втрати. Проте недоліком їх вважають необхідність двополярного живлення для ОП, низькі потужності в навантаженні, що в цілому не дозволяє застосовувати їх в потужних електричних схемах випростовувачів змінного струму.

Ефективно такі фільтри застосовують в електронних схемах обробки смугових сигналів, де потрібно задавати складні залежності коефіцієнтів передачі в різних частотних діапазонах.

3.5 Підсилювачі змінного струму на ОП

При роботі в режимі малих змінних сигналів застосування багатокаскадних підсилювачів змінного струму на ОП дозволяє ефективно виділяти інформаційні сигнали з шумових. Для забезпечення якісної передачі сигналів і збільшення загального коефіцієнта підсилення застосовують кілька послідовно ввімкнених каскадів.

При передачі змінного сигналу, Rвх ОП є дуже великим. Оскільки , то постійна часу для перезарядки роздільного конденсатора на вході каскаду:  дуже велика, це призводить з часом до виходу постійної напруги на насичення. Для уникнення цього необхідно вмикати на вході Rкор. Він зменшує τ, але і зменшує коефіцієнт передачі каскаду, що є недоліком в схемі. В окремих випадках можна застосовувати каскади підсилювачів постійного струму, які охоплені тільки ланками загального зворотного зв’язку, в яких проміжні роздільні конденсатори відсутні, а є тільки вхідні і вихідні.

4. Генератори сигналів

 

4.1 Класифікація генеруючи пристроїв   Умови самозбудження генеруючи схем

Генераторами електричних сигналів називають релаксаційні схеми, на виході яких виникає періодично-повторюваний сигнал певної форми. За формою сигналу виділяють генератори гармонічних сигналів і негармонічних (генератори імпульсів прямокутної, трикутної та ін. форми). Якщо схема, при ввімкненні живлення, автоматично переходить в релаксаційний режим роботи, то такі генератори називають автоколивними. Якщо для запуску схеми використовується початковий імпульс з іншої керуючої схеми, то такі генератори потребують зовнішньої синхронізації і їх ще називають загальмованими (типовий приклад – загальмований мультивібратор).

Умови виникнення автоколивань в системі можна вивести при розгляді схеми підсилювача зі зворотним зв’язком. Взагалі-то, генеруючим пристроєм, як правило, є двокаскадний підсилювач, охоплений 100%-ним додатнім зворотним зв’язком за змінною складовою сигналу.

Коефіцієнт передачі підсилювача визначається відношенням  до   і в частотному діапазоні може бути представлене в комплексному вигляді  

Коефіцієнт зворотного зв’язку аналогічно визначається відношенням частоти напруги, що надається на вхід до напруги, яка знімається з виходу основного підсилювача:

 

 та - амплітудні значення; - зсув фаз між вихідним та вхідним сигналом відповідно схеми основного підсилювача та ланки зворотного зв’язку.

Загальний коефіцієнт передачі за зворотнім зв’язком визначається:

;

Якщо знаменник останнього виразу →0, то коефіцієнт підсилення такого каскаду →. Це означає, що схема входить в режим самозбудження. Такі умови виконуються, якщо величина

З останнього виразу випливають 2 умови самозбудження каскаду із зворотним зв’язком при яких реалізується генеруючий режим роботи цього каскаду.

1.                Умова балансу амплітуд

2.                Умова балансу фаз

; n=1,2,3…

Для реалізації цих умов використовуються фазоповертаючі ланки з індуктивними або ємнісними елементами.

4.2 Схемотехнічна реалізація генераторів гармонічних сигналів

В генераторах гармонічних сигналів використовують 2 типи ланок зворотного зв’язку:

1)                трансформаторний зв’язок;

2)                фазозсуваючі RC-ланки.

Як відомо підсилювальний транзисторний каскад ввімкнений за схемою з загальним емітером є фазоінвертуючим, тобто фаза вихідного сигналу зсунена відносно вхідного на кут . Якщо використовувати додатковий трансформаторний каскад з узгодженим ввімкненням обмоток в колі зворотного зв’язку, то одержимо додатковий зсув фаз , тобто загальний зсув фаз між вхідним сигналом і сигналом зворотного зв’язку становитиме . Аналогічно, зсув фаз можна одержати при послідовному ввімкненні RC-ланок.

При цьому в RC-ланках використовується, як правило, більше двох ланок, оскільки зсув фаз на одній ланці одержується тільки при безмежному зростанні ємності конденсатора.

Таким чином, принципові схеми з трансформаторами та RC зв’язком мають вигляд:

В трансформаторному каскаді умови зсуву фаз використовуються тільки для резонансної частоти, тому генеровані коливання мають параметри, що визначаються коливним контуром. Якщо в схемі допускається гальванічний зв'язок між первинною і вторинною обмоткою, то живлення вторинної може бути задіяне від живлення основного каскаду. Якщо гальванічний зв'язок між каскадами – небажаний, то вторинну обмотку підключають до нульового проводу схеми (пунктир на схемі). При цьому фазність в першому і в другому випадку має бути протилежною. Для уникнення проникання високочастотних коливань в джерело живлення використовують високочастотний RC-фільтр.

В RC-генераторах також виконується умова балансу фаз тільки для однієї частоти, оскільки при зміні частоти сигналу, змінюється і амплітуда вектора ємнісної напруги на фазовій діаграмі. При цьому, режим за постійним струмом визначається подільником R-бази , в якому  задіяно у фазоповертаючій ланці. RC-генератори, як правило, застосовують для одержання низькочастотних коливань, тоді як генератори з індуктивними зв’язками – для високочастотних сигналів.

4.3 Релаксаційні генератори несинусоїдальних коливань

Якщо умова балансу фаз і балансу амплітуд використовується не для однієї частоти, а певного спектру частот, то такий генератор збуджується в цьому спектрі і форма вихідних коливань стає відмінною від синусоїдальних. У випадку, якщо спектр , одержують генератор прямокутних імпульсів. В найпростішому випадку, це мультивібратор, що складається з двох каскадів підсилювача, охоплених 100% зворотним зв’язком за змінною складовою.

В ідеальному випадку, схема повинна бути абсолютно симетричною за параметрами елементів, тоді при ввімкненні живлення на виходах 1 і 2 формуються інверсні один до одного, практично прямокутні імпульси. В процесі релаксації, схеми визначаються часом перезарядки конденсаторів, ввімкнених в кола зворотного зв’язку. Процес перемикання включає 2 етапи, протягом яких формується імпульс тривалості  або . Початковий стан при ввімкненні напруги в ідеальному випадку є невизначеним і залежить тільки від флуктуації струмів в базових та колекторних колах каскадів. Якщо з самого початку струм колектора VT1 є дещо більшим порівняно з , то це означає, що базова U на VT1 є більш відкриваючою, порівняно з  VT1. тоді потенціал колектора VT1 починає зменшуватись і це зменшення не передається на базу VT2. Таким чином, VT1 повністю відкривається, а VT2 – закривається. Тривалість формування імпульсу (фронту), в даному випадку, залежить від постійної часу , протягом якої конденсатор  буде заряджатися через відкритий перехід база-емітер VT1, і U на резисторі   визначається величиною цього опору і струмом зарядки. Струм конденсатора визначається ; тоді маємо:  , підставивши, отримаємо: .

Таким чином, одержимо звичайне диференційне рівняння, яке описує часову залежність формування U на обкладках конденсатора  при фіксованих параметрах елементів кола  та : . Якщо про інтегрувати останнє рівняння, то отримаємо: ; ;

lnC – постійна інтегрування, з точністю до якої розв’язується диференційне рівняння. Значення параметру С визначається граничними або початковими умовами задачі.

Після потенціонування останнього виразу, отримаємо: ; при t→0, →0 – початковий стан ;- напруга на конденсаторі.

;

; .

Взагалі-то прийнято, що імпульс є сформованим, якщо напруга формування досягає 0,9Uж =Uc(t).

З цієї умови можна визначити час, протягом якого формується тривалість фронту імпульсу tф=t1-t0.

Для визначення фронту використаємо останнє рівняння:

0,9Uж=; ;

Після логарифмування цього виразу отримаємо:

; ;

Тривалість імпульсу tім=t2-t0, визначається часом перезарядки конденсатора С1 через відкритий перехід транзистора VT1 і базовий резистор Rб2, оскільки саме напруга на цьому конденсаторі сформована до моменту часу t0 утримує транзистор VT2 у закритому стані.

Аналогічно можна показати, що процес розрядки конденсатора від заданого рівня напруги буде описуватись співвідношенням:

; С=2Uж;

 (*)

;

В даному випадку процес перезарядки конденсатора С1 через базовий резистор Rб2 описується співвідношенням (*). Тривалість імпульсу визначається з умови, що UC1(t)→0, тоді можна записати:

 , або

Симетрична схема генерує імпульсні рівні половині періоду релаксації схеми, тобто тривалість імпульсу дорівнює тривалості паузи. Такий сигнал називається меандром.

Відношення  називають шпаруватістю імпульсу.

Мультивібратори виконуються в інтегральному вигляді або на основі цифрових інтегральних схем. Вони є основою задаючих тактових генераторів в усіх цифрових схемах, а також в імпульсних перетворювачах джерел живлення обчислювальної техніки.

4.4 Одновібратори

Uж

Схеми одно вібраторів є аналогічні схемам мультивібраторів, тільки в одному з плеч схеми замість зв’язку за змінною складовою використовується зв'язок по постійній складовій сигналу.

Таким чином схема володітиме тільки одним стійким станом. Для формування фронту генерованого імпульсу використовується прискорюючий конденсатор С1, ввімкнений паралельно до резистора Rб2 зворотного зв’язку.

Для надійного закривання транзистора VT2 використовується додаткове джерело від’ємного зміщення. В такій схемі при її ввімкненні до живлення, каскад на VT2 буде закритим, а на VT1 – відкритим. При поданні короткочасного керуючого імпульсу на базу VT2 ініціалізуються процеси відкривання VT2. конденсатор C2 починає розряджатися, що приводить до відкривання транзистора VT1 і відповідно перезарядки С2. після генерації імпульсу, що визначається тривалістю часу , схема повертається в початкове положення. 4.5 Генератори на операційних підсилювачах

Для реалізації схем генерування на основі ОП використовують одночасно ланки від’ємного і додатного зворотного зв’язку. В таких схемах одержують імпульсні послідовності прямокутної, трикутної або пилоподібної форми. В інвертуючий вхід вмикають RC коло, що забезпечує зворотний від’ємний зв’язок за змінною складовою сигналу.

Uвх

Процес перезарядки конденсатора забезпечує виникнення коливань на інвертуючому вході ОП, а за рахунок великого коефіцієнта передачі підсилювача реалізується динамічний режим роботи з великим сигналом, що відображають епюри напруг на вході та виході каскаду.

В момент часу t0 вмикається живлення каскаду. Якщо напруга на неінвертуючому вході перевищує напругу інвертуючого входу, то одержаний сигнал підсилюється каскадом і вихідна напруга (графік 3) приймає максимальне додатне значення. За рахунок ланки додатного зворотного зв’язку на неінвертуючому вході встановлюється Uвх.н.

Конденсатор починає заряджатися і одержаний диференційований сигнал на вході .коли потенціал інвертуючого входу досягає значення , знак вхідного диференційованого сигналу змінюється на протилежний. За рахунок великого коефіцієнту підсилення, напруга на виході каскаду практично миттєво набуває значення Uвих.max(-). Ланка додатного зворотного зв’язку при цьому забезпечує встановлення на неінвертуючому вході від’ємного потенціалу, а конденсатор С починає перезаряджатися через резистор від’ємного зворотного зв’язку Rв.зв. Цей процес триває до моменту часу t2, коли знову виконається умова . Частота комутації визначається співвідношенням:

.

Таким чином вказаний каскад забезпечує генерацію імпульсу прямокутної форми на виході та неінвертуючому вході. Якщо потрібно змінити шпаруватість імпульсів, то в коло зворотного зв’язку застосовують ключові елементи, які забезпечують комутацію резисторів різної величини в різні півперіоди генерованого сигналу.

Для одержання імпульсів строго прямокутної форми, тобто лінійно зростаючі або лінійно спадаючі, що реалізуються в генераторах лінійно змінної напруги (ГЛЗН). В колах від’ємного зворотного зв’язку використовують транзисторні джерела постійного струму.

4.6 Тригерні схеми. Тригер Шмідта

В схемах, де реалізуються ланки додатного зворотного зв’язку тільки за постійною складовою сигналу, забезпечується реалізація бістабільних сигналів. Такі схеми володіють запам’ятовуючими властивостями і в електроніці використовуються в якості елементів статичної пам’яті.

Аналогічно, як і в схемі одно вібратора, в даній схемі в обидвох плечах використовується ланка RбС, що забезпечують зв'язок між каскадами за постійним струмом, а конденсатори формують фронти комутуючих імпульсів. При ввімкненні схеми, стан вихідних сигналів не має однозначного визначення і залежить від флуктуаційних струмів у базових колах транзисторів VT1, VT2. якщо потенціал бази VT1 є вищим, то і струм колектора VT1 також більший, а потенціал колектора VT1 починає наближатись до нуля. Таке зменшення потенціалу VT1 приводить до зменшення потенціалу бази VT2, а відповідно і до закривання VT2. в цьому випадку на виході VT1 сигнал приймає значення логічного нуля, а на виході Uвих2 на VT2 – логічної одиниці. Такий стан може зберігатись як завгодно довго, аж до виключення схеми. Для надійного закривання (роботи) можна використати джерело від’ємного зміщення – Uзм. Для переведення схеми в протилежний стан на базу VT2 через діод VD2 подається логічний сигнал високого рівня Uвх2, тоді транзистор VT2 відкривається, потенціал його колектора зменшується до нуля, що приводить до закривання транзистора VT1. відповідно одержимо, що сигнал на Uвих1 рівний логічній одиниці, а сигнал на Uвих2 рівний логічному нулю. В цифровій техніці вихід 1 позначається Q, а вихід 2 - , вхід 1 – R, вхід 2 – S. Такий тригер називається RS- тригером. S – вхід установки, R – вхід обнулення, Q – прямий вихід,  - інверсний вихід. Умовно можна використати умовне позначення.

Якщо на вхід падають імпульсні сигнали, а не фіксовані потенціали, то об’єднавши RC входи можна одержати лічильний тригер, що змінює вихідний стан на протилежний за кожним вхідним імпульсом і має здатність таким чином при каскадуванні підраховувати кількість вхідних імпульсів. В потенційних тригерах, що керуються фіксованим значенням потенціалів а не перепадів сигналів, одночасна передача на S і R входи логічної одиниці є забороненою.

Тригер Шмідта

В тригері Шмідта використовуються гістерезисні властивості комутуючих кіл, що приводить до неоднозначності напруги перемикання в прямому і зворотному напрямку при подачі вхідних сигналів.

За рахунок загального зворотного зв’язку, що охоплює обидва каскади схеми, перемикання в прямому і зворотному напрямку схеми відбувається при різних значеннях вхідної напруги. Це дозволяє одержати на виході схеми прямокутний сигнал, при подачі на вхід – сигнал довільної форми.

5. Цифрова електроніка

 

5.1 Фізичні основи формування цифрових інформаційних сигналів

Цифрові сигнали формуються електронними схемами, що називаються електронними ключами. В якості електронних ключів використовують в основному напівпровідникові елементи, що володіють нелінійною характеристикою, а саме: діоди, транзистори, тиристори, фотоелектронні пристрої на основі діодних та транзисторних структур. Особливістю роботи цих елементів в колах цифрової обробки сигналів є режим великого вхідного сигналу. В цьому випадку керуючі струми та напруги приймають максимальне значення.

Будь-який електронний ключ може по-різному вмикатись відносно навантаження, тому схема комутації ключів виконується в одному з трьох варіантів:

1)                послідовна

2)                паралельна

3)                послідовно-паралельна

В цілому ключова схема обов’язково включає 3 компоненти:

1)                джерело інформаційного сигналу

2)                електронний ключ (нелінійний елемент)

3)                навантаження

Rвн

При послідовному ввімкненні всі ці елементи вмикаються в коло один за одним. При паралельному – електронний ключ обов’язково ввімкнений паралельно до навантаження. При послідовно-паралельному – використовуються два електронні ключі, один з яких вмикається паралельно до навантаження, а другий – послідовно паралельної ланки. Найбільшими властивостями володіє третя схема, в якій застосування довільних законів почергової чи одночасної комутації ключів можна досягти довільного перетворення інформаційного сигналу.

5.2 Діодні ключові схеми

Особливістю діодних ключів (вентелів) є те, що функції керуючого сигналу, які забезпечують закон комутації ключа, виконує сам інформаційний сигнал.

В ідеальному випадку, характеристика діодного вентеля повинна володіти нульовим опором (статичним) про прямому ввімкненні, і безмежним статичним опором – при зворотному ввімкненні. Такими параметрами володіють тільки механічні ключі. Реальні p-n- переходи можна змоделювати характеристикою 2, яка має певне порогове значення ввімкнення при прямому ввімкненні (прямій напрузі) і певний диференційний опір, що визначається нахилом прямої ВАХ  ~ rдиф.пр=, що еквівалентний tg кута нахилу цієї характеристики. Аналогічно в зворотному напрямку ´ визначає зворотний диференційний опір вентеля ´ = rдиф.зв. для детиктуючих - rдиф.зв. коефіцієнт передачі такого ключа визначається відношенням напруги на навантаженні до величини сигналу на вході  Евх – амплітуда e(t).

Тому  можна представити як:

  

Використовуючи додаткові джерела зміщення, які вмикаються послідовно або паралельно до навантаження, можна змінювати напруги комутації ключа.

5.3 Транзисторні ключі

На відміну від діодних ключів, в транзисторних схемах сигнал керування і інформаційний сигнал є розділеними на фізичному рівні.

При паралельному ввімкненні, в транзисторних, так як і в діодних схемах використовується баластний опір Rб, що забезпечує додатковий спад напруги при комутації (ввімкненні ключа).

Вихідні характеристики.

Транзисторний ключ характеризується режимом роботи при якому основними його станами є режим відсічки або режим насичення. Активний режим присутній тільки при перекомутації ключа з одного стану в інший. Реально значення напруг відсічки та насичення відрізняється від ідеальних значень, при яких Uвідс=Uж, а Uнасич → 0, крім того, як видно з лінії статичного навантаження, режим насичення в граничному випадку вже досягається при певних струмах бази, коли різниця потенціалів Uкб =0. Подальший перехід від точки Тн.гр до точки Тн вказує про так зване глибоке насичення транзистора.

Коефіцієнт насичення ; в оптимальних випадках лінію статичного навантаження вибирають так, щоб q=1.5-2.

Лінія статичного навантаження визначається напругою живлення ключа і опору навантаження.

В стані відсічки при нульовому потенціалі на базі в схемі з загальним емітером можливе протікання зворотного струму колекторного переходу Iк0, що може створити додатковий спад напруги на емітерному переході, тому в цьому стані вихідний струм також є відмінним від нуля, а відповідно це так само як і в режимі насичення позначається на швидкодії ключа. В загальному випадку процеси перемикання визначаються двома способами: