В качестве усилительного элемента применяю полевой транзистор 2П310А. Причины выбор такие же, как при выборе транзистора смесителя (см. п.2.2.5.2)

2.2.6.1 В качестве усилительного элемента применяю полевой транзистор 2П310А. Причины выбор такие же, как при выборе транзистора смесителя (см. п.2.2.5.2).

Принимаю коэффициент шума УРЧ:

NУРЧ=2×NТ,

NУРЧ=2×4=8,

а коэффициент усиления по мощности:

KР. УРЧ=3дБ=2.

2.2.6.2 Ожидаемый коэффициент шума приёмника с применением УРЧ:

.

Ожидаемый коэффициент шума приёмника с применением УРЧ больше предельно допустимого:

21,9>11,5

Необходимо применить УРЧ с большим усилением.

2.2.7 Возможно два варианта решения этой задачи

1) применить многокаскадный УРЧ;

2) применить УРЧ с каскодным включением усилительных элементов.

Второй вариант предпочтительнее, так как имеет лучшую устойчивость, при аналогичных шумовых характеристиках.

На практике применяются различные комбинации усилительных элементов в схеме каскодного УРЧ. Схема на двух полевых транзисторах обладает наибольшим динамическим диапазонам и в данном случае обладает преимуществом. Коэффициент устойчивого усиления превышает, по крайней мере, в 100 раз (а зачастую и выше) коэффициент усиления каскада на одном таком же транзисторе.

2.2.7.1 Коэффициент шума приёмника с применением каскодного УРЧ:

,

где NУРЧК - коэффициент шума каскодного УРЧ, равен коэффициенту шума каскада на одном транзисторе NУРЧК=NУРЧ=8;

KР УРЧК - коэффициент усиления каскодного УРЧ.

Из этой формулы нахожу требуемый коэффициент усиления каскодного УРЧ:

.

Заменяю коэффициент шума приёмника его требуемым значением и нахожу минимальный коэффициент усиления каскодного УРЧ:

Найденное значение коэффициента усиления УРЧ является минимальным с точки зрения обеспечения шумовых свойств.

Усиление обычно выбирают с запасом на старение элементов:

,

где k - коэффициент запаса усиления, обычно k=(2…3), выбираю k=2,.

Минимальное напряжение на входе преобразователя:

,

где gВХ ПЧ - входная проводимость преобразователя частоты, gВХ ПЧ≈1,17×10-2См.

.

Динамический диапазон входного напряжения в относительных единицах:

DВХ=100,05×D [дБ],

DВХ=100,05×50=316.

Максимальное напряжение на входе преобразователя:

Uвх пч max=Uвх пч min×Dвх,

Uвх пч max=1,4×10-5×316=4,42×10-3В=4,42мВ.

Полученное значение максимального входного напряжения преобразователя является вполне приемлемым для смесителя на полевом транзисторе.

3. Расчёт логарифмического УПЧ 3.1 Данные для расчёта

Динамический диапазон входного сигнала:

DВХ=50дБ=100,05×50=316

Динамический диапазон выходного сигнала не более DВЫХ=13дБ=100,05×13=4,46

Минимальное значение входного сигнала (определяется чувствительностью) EВХ МИН=8,86×10-6В.

Минимальное значение выходного напряжения (необходимое для нормальной работы детектора) Uвых=1В.

%.1 Число каскадов логарифмического усилителя в простейшем случае численно равно требуемому динамическому диапазону выходного сигнала:

N=DВЫХ,

число каскадов, разумеется, округляется до ближайшего меньшего целого.

N=4,46≈4

Качественная амплитудная характеристика четырёхкаскадного УПЧ приведена на рисунке %.

3.2 Усиление каскада до насыщения

,

.

3.3 Оценю ошибку аппроксимации по графику рис.27 [] для KЛ=16дБ:

δ≈2дБ,

её можно считать удовлетворительной.

3.4 Требуемое усиление до ЛУПЧ

,

.

3.5 Порог насыщения каскада ЛУПЧ

ЕТ=К×ЕВХ МИН×DВХ,

ЕТ=52,5×8,86×10-6×316=0,147В.

3.6 Расчёт усилителя логарифмического УПЧ

В логарифмических УПЧ применяются в основном широкополосные усилители. Частотная избирательность при этом осуществляется в предыдущих каскадах. В качестве схемного исполнения использую резистивный усилитель на биполярном транзисторе, включенного по схеме с общим эмиттером (ОЭ) рисунок %.

3.6.1 Выбираю транзистор усилителя по следующим критериям

1) граничной частоте усиления fГР>(3…4) ×fВ,

где fВ - верхняя частота усиливаемых колебаний (для узкополосного колебания можно принять fВ≈fПР), следовательно, выбирать нужно такие транзисторы, у которых fГР≥4×30МГц=120МГц;

2) отношению коэффициента передачи тока к ёмкости коллекторного перехода: h21Э/СК; предпочтение нужно отдавать транзисторам с большим отношением (отношение h21Э/СК косвенно определяет устойчивый коэффициент усиления);

3) и, наконец, стоимости - транзисторы со слишком высокими показателями имеют бόльшую стоимость.

Выбираю транзистор 2Т368А. Его параметры приведены в приложении%.

3.6.2 Нахожу параметры усилительного каскада на промежуточной частоте

3.6.2.1 Сопротивление базы на высокой частоте:

,

где τ - постоянная цепи обратной связи;

СК - ёмкость коллекторного перехода.

3.6.2.2 Сопротивление эмиттерного перехода:

,

где I0Э - ток эмиттера в рабочей точке каскада, выбираю положение рабочей точки из условия обеспечения запаса на регулировку усиления в 6 раз: ток эмиттера в рабочей точке, равен 3мА=3×10-3А.

3.6.2.3 Коэффициент передачи по току в схеме с общей базой (ОБ):

,

где β - статический коэффициент передачи тока по схеме с ОЭ, β=h21Э0=50.

3.6.2.4 Сопротивление перехода база-эмиттер:

,

.

3.6.2.5 Статическая крутизна усиления:

,

.

3.6.2.6 Крутизна на высокой частоте:

,

Значение крутизны на высокой частоте осталось практически неизменным.

3.6.2.7 Входная проводимость:

,

где ω - угловая частота, ω=2×π×fПР.

3.6.2.8 Входная ёмкость:

,

.

3.6.2.9 Выходная ёмкость:

,

.

3.6.2.10 Выходная проводимость:

3.6.3 Коэффициент устойчивого усиления каскада на биполярном транзисторе, включенном по схеме ОЭ

,

,

что превышает требуемый коэффициент усиления.

3.6.4 Положение рабочей точки из условия обеспечения запаса на регулировку усиления в 6 раз

IЭ0=3мА=3×10-3А,

Y21 0=0,11,IБ0=0,06мА=60мкА,

IК0≈3мА=3×10-3А.

Напряжение база-эмиттер в рабочей точке UБЭ0≈0,7В.

Напряжение коллектор-эмиттер в рабочей точке UКЭ0=5В.

3.6.5 Резистор температурной стабилизации в цепи эмиттера

,

.

Выбираю резистор номиналом 820 Ом.

Напряжение на резисторе:

UЭ=IЭ×RЭ,

UЭ=3×10-3×820=2,46В.

3.6.6 Сопротивления делителя базового смещения

,

,

где IД - ток делителя, IД=6 IБ0=6×0,06×10-3=3,6×10-4А.

,

.

Принимаю значение резистора RД1 номиналом 20кОм по шкале Е24.

3.6.7 Сопротивление делителя базового смещения RД1 распределяю между двумя резисторами, один из которых подстроечный

Сопротивление подстроечного резистора выбираю из соображений обеспечения регулировки тока базы в диапазоне ±35%:

,

.

Принимаю значение резистора RД22 по шкале Е12 номиналом 6,8кОм.

Сопротивление постоянного резистора делителя:

RД21=RД2-0,5×RД22,RД21=8780-0,5×6800=5380Ом.

Принимаю значение резистора RД21 номиналом 5,6кОм.

3.6.8 Входная проводимость усилителя

,

Входное сопротивление усилителя:

,

.

Расчёт коллекторной цепи транзистора будет выполнен после определения параметров нагрузки, которой является ограничитель усиления следующего каскада ЛУПЧ.

3.7 Расчёт ограничителя усиления (смотри рис. %) 3.7.1 Сопротивление резистора делителя RS найду по приближённой формуле из расчёта обеспечения тока через диоды порядка 0,5мА

,

где ЕИ - напряжение источника смещения, в данном случае источника питания;

UПОР - пороговое напряжение диодов, для кремниевых диодов UПОР≈0,7В;

Iдиод - ток через диоды ограничителя, Iдиод=5×10-4А.

3.7.2 Сопротивление нагрузочных сопротивлений делителя

,

.

Принимаю значение R=680Ом по шкале Е24.

3.7.3 Сопротивление нагрузки делителя с учётом входного сопротивления усилителя можно найти по формуле

R~,

R~.

3.7.4 Сопротивление резистора ограничителя Rf

Rf=R~×(KЛ-1),

Rf=260×(6,81-1) =1511Ом.

Выбираю номинал резистора Rf по шкале Е24 1,5кОм.

3.7.5 В процессе настройки ЛУПЧ напряжение ограничения усиления подвергается изменению

Разделяю сопротивление RS на два резистора, один из которых подстроечный. Он должен обеспечить регулировку напряжения ограничения в пределах ±20%.

Сопротивление подстроечного резистора:

RS2=0,4×RS,

RS2=0,4×25400=10160Ом.

Выбираю номинал подстроечного резистора по шкале Е12 величиной 10кОм.

Сопротивление постоянного резистора:

RS1=RS-0,5 RS1,RS1=25400-0,5 10000=20400Ом.

Выбираю номинал резистора по шкале Е24 величиной 20кОм.

3.7.6 Входное сопротивление ограничителя в режиме усиления

,

.

Входное сопротивление ограничителя в режиме насыщения:

,

.

Среднее значение входного сопротивления ограничителя можно найти как среднее геометрическое двух значений сопротивлений:

,

.

3.8 Расчёт коллекторной цепи усилителя ЛУПЧ 3.8.1 Сопротивление коллекторной цепи по переменному току с учётом влияния входного сопротивления ограничителя усиления

,

.

3.8.2 Сопротивление резистора коллекторной нагрузки по переменному току

,

Принимаю значение Rк по шкале Е24 равным 75Ом.

3.8.3 Сопротивление резистора фильтра

,

.

Принимаю значение Rф по шкале Е24 равным 1,5кОм.

3.8.4 Ёмкость конденсатора в цепи эмиттера находится из соображения его малого реактивного сопротивления по сравнению с сопротивлением резистора цепи эмиттера

XCЭ<<RЭ,

или

,

.

Выбираю конденсатор по шкале Е24 номиналом 130пФ.

3.8.5 Ёмкость разделительных конденсаторов СР1 и СР2 найду из соображения малого падения напряжения на них

Реактивное сопротивление конденсатора должно быть много меньше входного сопротивления следующего каскада. Ёмкость конденсаторов можно найти по формуле:

,

,

,

Выбираю по шкале Е24 конденсатор СР1 номинальной ёмкостью 620пФ.

3.8.6 Ёмкость конденсатора фильтра можно найти по приближённой формуле

,

.

Принимаю величину ёмкости Cф по шкале Е24 номиналом 1500пФ.

4. Расчёт смесителя 4.1 Параметры полевого транзистора в режиме преобразования частоты

Входная проводимость:

g11ПР≈0,6×g11С,

где g11С - входная проводимость в режиме усиления на частоте сигнала,

g11ПР≈0,6×2,84×10-3=1,7×10-3См;

крутизна преобразования:

Y21ПР=0,25×Y21П,

Y21ПР=0,25×3,33×10-3=8,33×10-4См;

выходная проводимость:

g22ПР≈0,4×g22,g22ПР≈0,4×1×10-4=4×10-5См;

проводимость обратной связи:

Y12ПР≈0,15×Y12П,

где Y12П - проводимость обратной связи на промежуточной частоте,

Y12ПР≈0,15×(-5,65×10-5) =8,5×10-6См;

ёмкости затвор-исток, затвор-сток и сток-исток и выходная ёмкость остаются без изменений:

СЗ-И=1,5пФ,

СЗ-С=0,3пФ,

СС-И=1,1пФ,

С22И=1,4пФ.

4.2 Найду устойчивый коэффициент усиления смесителя

,

.

4.3 Положение рабочего участка смесителя выбираю на линейном участке зависимости крутизны транзистора от напряжения затвор-исток

Напряжение затвор-исток в середине рабочего участка смесителя:

UЗ-И 0=3В,

ток стока в рабочей точке смесителя:

IC 0=10мА.

Ширина рабочего участка:

2ΔUЗ-И=6В,

амплитуда гетеродина:

UГЕТm=0,5×2ΔUЗ-И,

UГЕТm=0,5×6=3В.

Действующее значение напряжения гетеродина:

,

.

4.4 Расчёт избирательной системы цепи стока 4.4.1 Коэффициент, учитывающий нестабильность формы частотной характеристики из-за влияния входных и выходных ёмкостей усилительного прибора

,

где b - относительное изменение ёмкости, которое может быть равным 0,1…0,3;

μ - коэффициент, учитывающий степень подверженности частотной характеристики фильтров влиянию вносимых ёмкостей, для схемы на двухконтурных фильтрах μ=0,8…1,0.

4.4.2 Определяю критические значения затухания контура

,

,

где dK - конструктивное затухание контура, для частоты 30МГц dK=0,01,C11 - входная ёмкость каскада следующая за смесителем, C11=2пФ,

C22 -выходная ёмкость полевого транзистора, C22=1,4пФ,

g11 - входная проводимость каскада следующая за смесителем, g11=2,25×10-3,g22ПР - выходная проводимость полевого транзистора при преобразовании.

,

.

4.4.3 Сравниваю полученное ранее при предварительном расчёте эквивалентное затухание контуров dЭК с найденными значениями критического затухания

dЭК=0,01257,d'=0,047,d"=0,392.

Очевидно, что dЭК<d' - режим максимального усиления обеспечивается без ограничений.

4.4.4 Коэффициент включения в базовую цепь следующего транзистора

,

.

Коэффициент включения контура в коллекторную цепь принимают равным единице (полное включение контура в цепь коллектора):

m1=1.

4.4.5 Эквивалентная ёмкость первого и второго контура

,

.

4.4.6 Резонансный коэффициент усиления отдельного каскада

,

.

Коэффициент усиления не превышает значения устойчивого усиления:

K01<KУСТ.

4.4.7 Ёмкость первого контура

,

.

Принимаю ёмкость первого контура СК1 равной 160пФ по шкале Е24.

4.4.8 Ёмкость второго контура СК21

,

.

Принимаю ёмкость второго контура СК21 равной 180пФ по шкале Е24.

4.4.9 Ёмкость второго контура СК22

,

.

Принимаю ёмкость второго контура СК22 равной 1200пФ по шкале Е24.

4.4.10 Индуктивности контуров

,

где СК=СК2=СК2=160пФ.

.

4.4.11 Коэффициент связи между контурами при критической связи

k=dЭК,

k=0,01257.

4.4.12 Ёмкость конденсатора внешнеемкостной связи

ССВ=k×СК,

ССВ=0,01257×160=2,01пФ.

Принимаю номинал ёмкости конденсатора связи по шкале Е24 равным 2пФ.

4.5 Найду требования к колебанию гетеродина 4.5.1 Нагрузкой транзистора является колебательный контур. Резонансная проводимость контура

,

.

4.5.2 Колебания гетеродина подаются в цепь истока транзистора, следовательно, со стороны гетеродина транзистор включен по схеме с общим затвором (ОЗ)

Входная проводимость усилительного каскада с ОЗ:

,

где g11C - входная проводимость по схеме ОИ на частоте сигнала,

g22C. - выходная проводимость транзистора в схеме с ОИ.

.

4.5.3 Мощность колебаний гетеродина

,

.

4.6 Расчёт смесителя по постоянному току 4.6.1 Резистор температурной стабилизации в цепи истока

,

где IИ0 - ток истока в рабочей точке, IИ0≈IC0+UЗ-И×g11C=10×10-3+3×2,84×10-3=1,85×10-2А=18,5мА.

Сопротивление RИ принимаю номиналом 68Ом по шкале Е24.

Напряжение на резисторе RИ:

UИ=IИ0×RИ,

UИ=1,85×10-2×68=1,26В.

4.6.2 Сопротивления делителя смещения затвора

,

где IД - ток делителя, из соображений стабильности положения рабочей точки ток делителя выбирается много больше тока утечки затвора полевого транзистора. Для данного типа транзистора ток утечки затвора не превышает 4нА, однако для избежания проблем с выбором резисторов делителя со слишком большими номиналами, а также уменьшения влияния паразитных утечек тока, ток делителя можно принять равным 100мкА.

,

.

Сопротивления резисторов RД1 и RД2 выбираю равными 36кОм и 43кОм соответственно.

4.6.3 Сопротивление резистора фильтра

,

.

Принимаю значение сопротивления резистора фильтра 150Ом по шкале Е24.

4.6.4 Ёмкость конденсатора фильтра можно найти по приближённой формуле

,

.

Принимаю номинал конденсатора фильтра по шкале Е24 равным 43пФ.

4.6.5 Ёмкость конденсатора в цепи истока находится из соображения его малого реактивного сопротивления по сравнению с сопротивлением резистора цепи истока

XCИ<<RИ,

Или

,

.

Выбираю конденсатор по шкале Е24 номиналом 1800пФ.

5. Расчёт полосового фильтра СВЧ

Фильтр СВЧ выполняю на связанных разомкнутых полосковых линиях. Полосковые линии выполняются в виде рисунка печатной платы. Материалом подложки послужит стеклотекстолит, а проводниками полосок медная фольга. Выбираю в качестве материала печатной платы фольгированный с двух сторон стеклотекстолит матки СФ2-35-2,0 ГОСТ 10316-70. Его параметры:

толщина подложки d=2мм;

относительная диэлектрическая проницаемость материала подложки ε=6;

толщина фольги Δ=35мкм,

тангенс угла диэлектрических потерь tgδ=250×10-5, на частоте 1ГГц.

5.1 Для фильтра с максимально плоской характеристикой число звеньев можно найти по формуле [Воскресенский]

,

где LЗ - ослабление при расстройке ΔfЗ,

LПРОП - ослабление на границе полосы пропускания при расстройке ΔfПРОП, обычно LПРОП=2 (или 3дБ).

Число звеньев фильтра округляется до ближайшего большего целого:

n=2.

Замечу, что число элементарных фильтров на связанных полосках на единицу больше, то есть три.

5.2 Найду отношение

.

Затем, по таблице 3.4 [Ковалёв], для относительной полосы пропускания 2% найду коэффициенты qi, представляющие собой перепады характеристических сопротивлений ступенчатого перехода фильтра-прототипа:

q1=q3=83,356,q2=3741,2.

5.3 Величина переходных затуханий связанных звеньев

Ci=10×lg(1+qi),

C1=C3=10×lg(1+83,356) =19,26дБ,

C2=10×lg(1+3741,2) =35,73дБ.

5.4 Амплитудный коэффициент связи имеет простую связь с величиной переходного затухания

Ci=10×lg ki-2.

Откуда коэффициент связи:

,

,

.

5.5 Геометрические размеры полосок определяю по формулам [Ковалёв]

,

.

Для уменьшения громоздкости вычислений результаты расчётов приведены в таблице 3.1 для d=2мм, ε=6 и ρ=75Ом.

Таблица 3.1

b1=b3, мм	s1=s3, мм	b2, мм	s2, мм
1,06	2,22	1,15	4,64

5.6 Длина полосок

,

где λ - длина волны колебаний в воздухе,

СКрi - краевая ёмкость резонатора.:

Краевая ёмкость резонатора определяется по формуле:

,

где Δ - толщина проводника резонатора, Δ=0,035мм.

Результаты расчётов приведены в таблице 3.2

Таблица 3.2

СКР1=СКР3, пФ	l1=l3, мм	СКР2, пФ	l2, мм
0,0512	37,80	0,0540	37,77

5.7 Ширина подводящих полосок

,

где ρ - волновое сопротивление подводящих линий.

5.8 Коэффициенты фильтра-прототипа

,

где k - номер ветви, отсчитываемой от входа фильтра, k=1…(n+1).

,

,

.

Фильтр симметричный:

g1=g3=1,g2=2.

5.9 Нагруженные добротности

,

где QФ - нагруженная добротность всего фильтра на уровне трёх децибел,

,

.

С учётом найденного нагруженные добротности колебательных систем:

,

.

5.10 Найду собственное затухание резонатора фильтра

,

где QR - добротность резонатора про учёте только потерь в проводниках,

QИЗЛ - добротность, определяемая потерями на излучение,

tgδ - тангенс угла диэлектрических потерь, определяет потери в диэлектрике.

Первые две добротности нахожу по графикам в работе [Ковалёв] в зависимости от размера d, волнового сопротивления ρ частоты f0 и относительной диэлектрической проницаемости ε:

QR≈360,QИЗЛ>10000.

Третий параметр дан в справочных данных на материал подложки:

tgδ=250×10-5.

Собственное затухание резонатора фильтра:

.

5.11 Резонансная проводимость фильтра (по аналогии с полосовым фильтром сосредоточенной селекции)

,

.

5.12 Активные потери на средней частоте фильтра

, дБ,

.

5.13 Коэффициент передачи фильтра по мощности

,

,

по напряжению:

,

.

6. Расчёт усилителя радиочастоты 6.1 Выбираю последовательное включение транзисторов

Так как напряжение питания достаточно большое, чтобы поделить его на два транзистора. Схема каскодного УРЧ изображена на рисунке. Второй транзистор нагружен на полосовой СВЧ фильтр. Питание стоковой цепи параллельное через катушку индуктивности. Индуктивное сопротивление катушки много больше входного сопротивления фильтра. Затвор первого транзистора защищён СВЧ двумя диодами типа КД922А. Тип диода выбран из расчёта малой барьерной ёмкости, которая составляет 0,4пФ при обратном напряжении 3В.

6.2 Нахожу требуемую крутизну второго транзистора в рабочей точке

,

где Roe - сопротивление фильтра СВЧ,

KТРЧ - требуемое усиление УРЧ.

.

Этому значению крутизны соответствует напряжение затвор-исток UЗ-И=0,8В и ток стока IC=1,5мА.

6.3 Выбираю величину напряжения сток-исток равным UС-И=4В 6.4 Резистор температурной стабилизации в цепи истока

,

где IИ0 - ток истока в рабочей точке, IИ0≈IC0 =1,5×10-3А.

Сопротивление RИ принимаю номиналом 1600Ом по шкале Е24.

Напряжение на резисторе RИ:

UИ=IИ0×RИ,

UИ=1,5×10-3×1600=2,4В.

6.5 Сопротивления делителя смещения затвора первого затвора

,

где IД - ток делителя, из соображений стабильности положения рабочей точки ток делителя выбирается много больше тока утечки затвора полевого транзистора.

Для данного типа транзистора ток утечки затвора не превышает 4нА, однако для избежания проблем с выбором резисторов делителя со слишком большими номиналами, а также уменьшения влияния паразитных утечек тока, ток делителя можно принять равным 100мкА.

,

.

Сопротивления резисторов RД11 и RД12 выбираю 27кОм и 33кОм соответственно шкале Е24.

6.6 Сопротивления делителя смещения затвора второго транзистора

,

,

,

.

Сопротивления резисторов RД21 и RД22 выбираю 47кОм и 75кОм соответственно по шкале Е24.

6.7 Сопротивление резистора фильтра

,

.

Принимаю значение сопротивления резистора фильтра 1,8кОм по шкале Е24.

6.8 Индуктивность цепи стока

,

где Goe - резонансная проводимость фильтра СВЧ, Goe=2,67×10-4См.

.

6.9 Ёмкость конденсатора фильтра можно найти по формуле

,

.

Принимаю номинал конденсатора фильтра по шкале Е24 равным 20пФ.

6.10 Ёмкость конденсатора, шунтирующего делитель смещения затвора

Нахожу из соображений его малого реактивного сопротивления, по сравнению с входным сопротивлением транзистора на высокой частоте:

,

.

Принимаю номинал конденсатора делителя по шкале Е24 равным 12пФ.

6.11 Ёмкость конденсатора в цепи истока находится из соображения его малого реактивного сопротивления по сравнению с сопротивлением резистора цепи истока

XCИ<<RИ,

или

,

.

Выбираю конденсатор по шкале Е24 номиналом 15пФ.

6.12 Ёмкость конденсатора, шунтирующего делитель смещения затвора второго транзистора можно найти по формуле

,

.

Выбираю конденсатор по шкале Е24 номиналом 12пФ.

7. Расчёт предварительного усилителя промежуточной частоты

7.1 В предварительном усилителе промежуточной частоты происходит усиление колебаний до величины необходимой для нормальной работы логарифмического УПЧ

Требуемый коэффициент усиления до ЛУПЧ был рассчитан ранее, он равен К=52,5. Коэффициенты усиления УРЧ, смесителя и коэффициенты передачи по напряжению входной цепи и полосового фильтра СВЧ известны из расчёта. Требуемый коэффициент усиления всего тракта УПЧ:

,

.

7.2 Усиление каждого каскада УПЧ из расчёта, что их два

,

.

7.3 Коэффициент, учитывающий нестабильность формы частотной характеристики из-за влияния входных и выходных ёмкостей усилительного прибора

,

где b - относительное изменение ёмкости, которое может быть равным 0,1…0,3;

μ - коэффициент, учитывающий степень подверженности частотной характеристики фильтров влиянию вносимых ёмкостей, для схемы на двухконтурных фильтрах μ=0,8…1,0.

.

7.4 Определяю критические значения затухания контура

,

,

где dK - конструктивное затухание контура, для частоты 30МГц dK=0,01,C11 и C22 - соответственно входная и выходная ёмкости усилительного прибора,

g11 и g22 - входная и выходная проводимости усилительного прибора.

,

.

Сравниваю расчётное значение затухания контуров с критическими значениями затухания:

dЭК=0,01257,d'=0,0368,d"=0,348.

Очевидно, что dЭК<d' - режим максимального усиления обеспечивается без ограничений.

7.5 Коэффициент включения в базовую цепь следующего транзистора

,

.

Коэффициент включения контура в коллекторную цепь принимают равным единице (полное включение контура в цепь коллектора):

m1=1.

7.6 Эквивалентная ёмкость первого и второго контура

,

.

7.7 Резонансный коэффициент усиления отдельного каскада

,

.

Больше заданного - необходимо уменьшить коэффициент усиления до заданного значения КУПЧ=2,77.

7.8 Коэффициент включения в цепь следующего транзистора

,

.

7.9 Контура необходимо зашунтировать, проводимость шунтов

,

Сопротивление шунта:

,

.

Принимаю сопротивление шунта равным 33кОм по шкале Е24.

7.10 Ёмкость первого контура

,

.

Принимаю ёмкость первого контура СК1 равной 120пФ по шкале Е24.

7.11 Ёмкость второго контура СК21

,

.

Принимаю ёмкость второго контура СК21 равной 130пФ по шкале Е24.

7.12 Ёмкость второго контура СК22

,

.

Принимаю ёмкость второго контура СК22 равной 1800пФ по шкале Е24.

7.13 Индуктивности контуров

,

где СК=СК2=СК2=125пФ.

.

7.14 Коэффициент связи между контурами при критической связи

k=dЭК,

k=0,01257.

7.15 Ёмкость конденсатора внешнеёмкостной связи

ССВ=k×СК,

ССВ=0,01257×125=2,01пФ.

Принимаю номинал ёмкости конденсатора связи по шкале Е24 равным 2пФ.

7.16 Расчёт усилителя по постоянному току почти полностью совпадает с расчётом логарифмического УПЧ

Приведу результаты расчёта:

RД1=20кОм,

RД21=5,6кОм,

RД22=6,8кОм,

RЭ=820Ом,

СЭ=130пФ,

СФ=1500пФ.

Сопротивление резистора фильтра:

,

.

Принимаю сопротивление резистора фильтра равным 1,5кОм по шкале Е24.

8. Предварительный расчёт избирательной системы тракта промежуточной частоты (ТПЧ) 8.1 Коэффициент прямоугольности избирательной системы ТПЧ

,

где ΔfСК - частотная расстройка соседнего канала,

2ΔfТПЧ - полоса пропускания тракта промежуточной частоты на уровне 0,707.

По таблице 17.11 [Буланов] нахожу, что коэффициент прямоугольности не хуже расчётного можно получит при применении трёх каскадов усилителей (в том числе один преобразователь частоты) на двухконтурных фильтрах. Коэффициент прямоугольности трёхкаскадного усилителя на двухконтурных фильтрах равен КП60=4,4, что меньше расчётного.

8.2 Эквивалентное затухание контуров УПЧ

,

где ψ(3) - значение функции из табл.17.11 [Буланов] для n=3, ψ(3) =1.