Микроэлектронные формирователи и преобразователи

2.   Микроэлектронные формирователи и преобразователи

 измерительных сигналов

 

2.1  Формирование синусоидальных высокочастотных сигналов с

повышенной стабильностью амплитуды и линейностью характеристики управления по частоте

 

Наиболее распространенным методом формирования синусоидальных сигналов на повышенных частотах является метод, основанный на компенсации активных потерь в резонансном LC-контуре отрицательным сопротивлением, реализуемым с помощью, например, линейных усилителей с ПОС, КОС, электронных приборов с падающей вольтамперной характеристикой и т.д. На относительно низких частотах предпочтение отдается RC-генераторам, например, на основе моста Вина, так как на этих частотах для LC-генераторов требуются большие номиналы индуктивностей и емкостей, что для МЭУ нежелательно.

 Получаемые таким или другим способом колебания оказываются недостаточно стабильными по амплитуде и по частоте, в особенности при их управлении. При этом характеристики управления, как правило, являются нелинейными, что определяет целесообразность их линеаризации и стабилизации.

 Основополагающим методом решения данной проблемы является разработанный нами метод линеаризации и термостабилизации характеристик нелинейных элементов [4,7], изложенный в работах [1,2].

 Применительно к управлению формируемых колебаний данный метод отличается лишь реализацией образцового преобразователя “параметр - напряжение”, который в данном случае должен быть преобразователем частоты в напряжение (ПЧН) при линеаризации характеристики управления по частоте и широкополосным амплитудным демодулятором (АД) (выпрямителем) при стабилизации амплитуды колебаний.

В соответствии с изложенным структурная схема управляемого автогенератора (рис.8) содержит собственно автогенератор 1, подсистему стабилизации амплитуды, включающую широкополосный АД 2, ИОН 3, сумматор 4 и сравнивающее устройство 5, а также подсистему линеаризации характеристики управления по частоте, включающую ПЧН 6, источник 7 управляющего напряжения, сумматор 8 и сравнивающее устройство 9. При необходимости управляемый автогенератор может быть дополнен генератором 10 модулирующего сигнала, с помощью которого посредством переключателя 11 может быть осуществлена амплитудная модуляция (АМ) (нижнее положение) или частотная модуляция (ЧМ) (верхнее положение) формируемого сигнала.

Рис. 8. Структурная схема управляемого по частоте и амплитуде

автогенератора

Принцип действия подсистем регулирования основан на сравнении преобразуемых сигналов, пропорциональных амплитуде и частоте, с опорными напряжениями  и  источников 3 и 7 соответственно с образованием разностных сигналов, которые после усиления в сравнивающих устройствах 5 и 9 изменяют состояние автогенератора 1 так, что его амплитуда и частота остаются неизменными. При изменении управляющего напряжения  в контуре регулирования частоты и опорного напряжения  в контуре регулирования амплитуды соответствующим образом подстраиваются амплитуда и частота колебаний автогенератора. Одновременно возможно получение ЧМ и АМ колебаний, если к установленным напряжениям  и  добавить с помощью переключателя 11 и сумматоров 4 и 8 соответствующий уровень модулирующего напряжения  от генератора 10.

В связи с тем что амплитуда регулирующих сигналов МЭУ, как правило, не превышает 10 В, в качестве сравнивающих устройств 5 и 9 подходят стандартные ОУ без обратной связи или с ООС определенного вида для улучшения динамических свойств регулирования с возможно большим коэффициентом передачи  на постоянном токе, так как ошибка в стабилизации соответствующих параметров тем ниже, чем выше этот коэффициент [2].

2.2. Теоретические основы управляемых автогенераторов

 

Эквивалентная схема замещения автогенератора (рис. 9) включает колебательный контур, представленный в виде двух противоположных по знаку реактивных сопротивлений  с волновым сопротивлением

, (15)

эквивалентную активную составляющую проводимости

, (16)

широкополосный усилитель с комплексным коэффициентом передачи  и управляемую полную проводимость . При этом реактивные составляющие входного сопротивления усилителя и монтажа схемы скомпенсированы на рабочей (резонансной) частоте  соответствующими реактивностями колебательного контура. Знак “-” перед реактивным сопротивлением соответствует емкости C, а знак “+” – индуктивности L колебательного контура. Активные составляющие колебательного контура  и входа усилителя  представлены в параллельной схеме замещения. Выходная проводимость усилителя удовлетворяет условию

. (17)

Рис. 9. Эквивалентная схема замещения управляемого генератора

 

При полной компенсации активных составляющих возникает генерация сигнала и, следовательно, выполняется баланс активных мощностей в колебательном контуре [8]:

, (18)

где ,  и  - модули токов и напряжения, соответствующие комплексным ,  и , представленным на рис. 9;  - угол сдвига фаз между током  и напряжением  в цепи ПОС.

Система уравнений, описывающая схему, представленную на (рис.9), и позволяющая определить величины, входящие в (18), имеет вид

,

, (19)

 .

Решая систему (19), получаем

, (20)

. (21)

Так как схема предназначена для компенсации только активной составляющей проводимости, целесообразно в качестве регулирующих использовать элементы с чисто активным, емкостным или индуктивным характером проводимости .

Рассмотрим возможность использования в качестве  активной проводимости , реализуемой на основе ПТ. При соблюдении условия (17)

. (22)

На основании (20)-(22) определяем величины, входящие в (18):

, (23)

 , (24)

, (25)

где

. (26)

Подставляя (23)-(26) в (18) и учитывая (16), находим реализуемую отрицательную активную проводимость, компенсирующую проводимость колебательного контура

. (27)

При условиях  и , легко выполнимых на практике, выражение (27) упрощается

.  (28)

Погрешность, допускаемую при данных ограничениях, оценим на основании сравнения соотношений (27) и (28)

. (29)

Если предположить, что в рабочем диапазоне частот усилитель не будет иметь фазового сдвига (), то выражение (29) упрощается

. (30)

При неограниченном уменьшении входной проводимости усилителя по сравнению с проводимостью колебательного контура () погрешность (30) реализации отрицательной активной проводимости

(31)

и схема (см. рис.9) позволяет получить высокую линейность компенсации проводимостей резонансного контура в широком диапазоне изменения его активной составляющей, связанной как с перестройкой по частоте  (15), так и с изменением основных параметров (L,C).

При использовании управляемой проводимости (8.260) в виде емкости () реализуемая отрицательная активная составляющая проводимости по аналогии с (28)

. (32)

Для реализации схемой (см. рис.9) отрицательной проводимости необходимо в (32) обеспечить .

Проведенный анализ для случая  показал, что схема, представленная на рис. 9, ведет себя так же, как и при  (32). Однако при реализации этого варианта в интегральном исполнении имеются трудности, связанные с проблемой индуктивности в микроэлектронике [1].