Однополосный связной передатчик

Министерство общего и профессионального образования

Российской Федерации

Уральский государственный технический университет - УПИ

Кафедра РПУ

Дипломная работа на тему:

Однополосный связной передатчик

Руководитель: Харитонов Ф.В.

Группа: РT - 505

Студенты: Рыжков А.С.

Бухарин В.М.

Каменск – Уральский 2003

ВВЕДЕНИЕ

техника радиопередающих устройств развивается непрерывно и интенсивно. Это обусловлено определяющей ролью передатчиков в энергопотреблении, качестве работы, надежности, стоимости радиосистем передачи и извлечении информации, радиоуправлении.

В настоящее время на магистральных и низовых радиосвязях широкое распространение получили передатчики с использованием однополосной модуляции (ОМ). Их используют в стационарных условиях, а также в системах подвижных служб (сухопутной, морской, воздушной). Интенсивно изучается возможность использования ОМ для радиовещания на ДВ, СВ, КВ.

Первичный телефонный сигнал (речевое сообщение), называемый также абонентским, является нестационарным случайным процессом с полосой частот примерно от 80 до 12000 Гц . Разборчивость речи определяется формантами, большинство которых расположено в полосе 300… 3400 Гц. Поэтому по рекомендации Международного консультативного комитета по телефонии и телеграфии (МККТТ) для телефонной передачи принята эффективно передаваемая полоса частот 300… 3400 Гц . При этом качество передаваемых сигналов получается достаточно высоким – слоговая разборчивость составляет около 90 % , а разборчивость фраз – 99 %. Дальнейшее улучшение качества передаваемых речевых сигналов связано с ухудшением экономических показателей системы связи.

Однополосная модуляция обладает рядом преимуществ перед обычной амплитудной модуляцией. К ним относятся: более узкая полоса частот радиоканала, и, следовательно, возможность размещения большего числа каналов связи, а также лучшие энергетические характеристики радиопередатчиков.

Требования, которым должен удовлетворять передатчик, это, прежде всего, простота схемного исполнения, дешевизна, возможность работы в широком диапазоне температур окружающей среды, простота в обращении, а также малое энергопотребление.

РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

Для формирования сигналов с одной боковой полосой в передатчиках наиболее часто используется способ последовательных преобразований с фильтрацией, так как с его помощью можно достаточно простыми мерами обеспечить устойчивое подавление нерабочих составляющих спектра сигнала. Структурная схема передатчика, использующего данный метод, приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Структурная схема разрабатываемого передатчика с ОБП.

Рассмотрим работу передатчика на основании приведенной выше структурной схемы и определим основные требования к ее блокам.

Исходное звуковое сообщение, преобразованное микрофоном М1 в электрические импульсы, усиливается до необходимой величины с помощью усилителя низкой частоты (УНЧ). УНЧ представляется целесообразным выполнить на операционном усилителе, например К544УД2. Следует отметить, что блок УНЧ может при необходимости содержать дополнительные узлы обработки исходного сигнала, например компрессор.

Далее усиленный сигнал попадает на балансный модулятор БМ1, где осуществляется первое преобразование частоты. Спектр исходного сообщения переносится на частоту f_ПР1 = 500 кГц, что обусловлено широким выбором стандартизованных электромеханических фильтров (ЭМФ). При весьма малых габаритных размерах они имеют высокую избирательность, сравнимую с избирательностью кварцевых фильтров. Однако ЭМФ, по сравнению с кварцевыми фильтрами, имеют больше затухание и неравномерность при более широкой полосе пропускания. Здесь применим фильтр ФЭМ4 – 031 – 500 – 3,1 В, выделяющий верхнюю боковую полосу. Таким образом, при дальнейшем формировании однополосного сигнала на рабочей частоте снимается проблема разделения фильтрами близко расположенных составляющих спектра. Необходимо подчеркнуть, что подавление нерабочих составляющих спектра, расположенных близко к формируемой боковой полосе, в том числе неиспользуемой боковой полосы, полностью определяется первым фильтром и при последующих преобразованиях не может быть улучшено.

Частота второго преобразования должна быть выше верхней рабочей частоты передатчика f_В = 11 МГц. Поэтому второе преобразование осуществляется на частоте f_ПР2 = 18 МГц при помощи балансного модулятора БМ2. При таком выборе комбинационная частота на выходе БМ2 f_ПР2 + f_ПР1 также будет выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно, колебания с частотой f_ПР2 и продукты преобразования первого порядка с частотами f_ПР2 + f_ПР1, если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого передатчика. Далее, как и для первого преобразования, с помощью полосового фильтра ПФ выделяется верхняя боковая полоса. Здесь для этого используется кварцевый фильтр ФП2П4 – 432 – 18,5 М – 13.

Так как разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу в диапазоне частот (6 ¸ 11) МГц используем третье преобразование частоты с помощью балансного модулятора БМ3, причем промежуточная частота f_ПР3 может изменяться в диапазоне (24,5 ¸ 29,5) МГц. Далее с помощью фильтра низкой частоты (ФНЧ) с фиксированной частотой среза, равной верхней рабочей частоте передатчика f_В = 11 МГц из полученного спектра выделяется нижняя боковая полоса. Использование такого приема позволяет исключить необходимость перестройки фильтров при перестройке передатчика в диапазоне рабочих частот. Шаг перестройки f_ПР3, равный 1 кГц обеспечивается с помощью синтезатора частоты. ФНЧ можно реализовать на LC – элементах.

Описанное выше формирование сигнала с ОБП иллюстрирует рисунок 2.

Рисунок 2. Формирование сигнала с ОБП.

В качестве балансных модуляторов БМ1, БМ2, БМ3 представляется разумным применение аналоговых перемножителей в микросхемном исполнении. Например, балансный модулятор К174ПС1 имеет малый коэффициент нелинейных искажений, может работать в полосе частот до 200 МГц. Также несомненным достоинством таких БМ является обладание определённым коэффициентом усиления. Это позволяет сохранять постоянный необходимый для работы БМ уровень сигнала при подавлении его фильтром. Следует отметить и то, что в таком БМ напряжение с частотой f_ПР значительно подавляется.

Далее сформированный сигнал с ОБП усиливается с помощью предварительного (ПУ) и оконечного (ОК) усилителей. Важной их особенностью является способность усиливать сигнал с минимальными искажениями.

В качестве предварительного усилителя возможно применение каскада с общим коллектором, обладающего коэффициентом усиления по мощности » 100. Коэффициент усиления по мощности оконечного каскада, согласно проведенным расчетам составляет » 27,5. При этом схема формирования сигнала с ОБП будет работать при малом уровне мощности (» 10^-3 Вт), что является необходимым для ее корректного функционирования.

При помощи согласующей цепи (СЦ) осуществляется согласование низкого выходного сопротивления транзистора ОК с нагрузкой (фидером). Так как данный передатчик должен обеспечивать перестройку рабочей частоты в довольно широком диапазоне, СЦ также должна быть широкополосной. Для этого здесь применим трансформатор на длинных линиях.

К данному передатчику предъявляются довольно жесткие требования по величине внеполосных излучений. Для выполнения этих требований на выходе передатчика включается фильтрующая цепь (ФЦ).

Для передатчиков с ОБП предъявляются жесткие требования к стабильности выходной частоты. Для реализации этого требования, а также для предотвращения возникновения частотных искажений при формировании сигнала с ОБП, частоты f_ПР1, f_ПР2, f_ПР3 должны иметь малую относительную нестабильность _Df_ПР/f_ПР » 10^-6, то есть стабилизироваться кварцем. Кроме того, частота f_ПР3 должна перестраиваться в диапазоне ( 24,5 ¸ 29,5 ) МГц с шагом 1 кГц. Таким образом, для реализации приведенных выше требований здесь удобно применить синтезатор сетки частот, причем для миниатюризации передатчика воспользуемся косвенным методом синтеза. Структурная схема такого синтезатора представлена на рис.3.

Рисунок 3. Структурная схема синтезатора сетки дискретных частот.

Здесь _Df= 1 кГц – шаг сетки дискретных частот.

f_{ПР3 МИН} = f_Н + f_ПР1 + f_ПР2 = 6 + 0,5 + 18 = 24,5 МГц

f_{ПР3 МАКС} = f_В + f_ПР1 + f_ПР2 = 11 + 0,5 + 18 = 29,5 МГц

Для корректной работы синтезатора частоты делитель с переменным коэффициентом деления должен обеспечивать деление частоты подстраиваемого генератора на 24500, 24501, 24502…29500. При этом шаг перестройки передатчика по частоте (шаг изменения промежуточной частоты f_ПР3 ) составит, как и требуется, 1 кГц.

 

РАСЧЕТ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА.

 

Согласно требованию задания по курсовому проектированию разрабатываемый передатчик должен обеспечивать максимальную мощность на выходе (в фидере) Р_Ф.МАКС = 20 Вт в диапазоне частот от f_Н = 6 МГц до f_В = 11 МГц. Для обеспечения этого требования оценим мощность первой гармоники Р_1МАКС непосредственно на выходе усилителя мощности (УМ) с учетом потерь в согласующих и фильтрующих цепях. Примем КПД согласующего трансформатора h_ТР = 0,9; КПД фильтрующей цепи h_Ф = 0,85. Тогда:

Р_1МАКС = Р_Ф.МАКС / h_ТР×h_ФР_1МАКС = 26,144 Вт

При выборе типа транзистора УМ учтем следующее:

-  для снижения уровня нелинейных искажений транзистор должен удовлетворять условию 3×f_Т / b₀ > f_В

-  выходная мощность транзистора Р_ВЫХ ³ Р_1МАКС

Таким образом, в качестве активного элемента (АЭ) УМ применим кремниевый транзистор 2Т950А, имеющий следующие параметры:

-  сопротивление насыщения r_НАС = 0,4 Ом;

-  сопротивление утечки эмиттерного перехода в закрытом состоянии

R_УЭ > 0,04 кОм

-  средний статический коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ b₀ » 60;

-  частота единичного усиления f_Т» 250 МГц;

-  емкость коллекторного перехода С_К » 150 пФ;

-  емкость эмиттерного перехода С_Э » 1100 пФ;

-  индуктивности выводов L_Б = 2,3 нГн; L_Э = 2,1 нГн; L_К = 4 нГн;

-  максимальное импульсное напряжение коллектор-эмиттер U_{КЭ ИМП} = 60 В;

-  максимально-допустимое обратное напряжение эмиттерного перехода U_{БЭ ДОП} = 4 В;

-  максимальный постоянный ток коллектора I_{К0 ДОП} = 10 А;

-  диапазон рабочих частот ( 1,5 ¸ 80 ) МГц

-  допустимая температура переходов t_{П. ДОП} = 200 °С

-  тепловое сопротивление между переходами и корпусом R_ПК = 1,25 °С/Вт

Напряжение питания УМ с учетом падения в блокировочном дросселе примем равным Е_К = Е_П – 0,25 = 23,75 В , где Е_П = 24 В – напряжение питания передатчика. Так как УМ должен усиливать сигнал с минимальными искажениями, то есть иметь линейную амплитудную характеристику, и, кроме того, возможно больший КПД, примем угол отсечки коллекторного тока Q = p / 2. При этом a₀(Q) = 0,319, a₁(Q) = 0,5, g₀(Q) = 0,319, g₁(Q) = 0,5. При усилении сигналов с ОБП УМ должен работать в недонапряженном режиме, в крайнем случае допустим критический режим.

Использованная методика расчета приведена в [1].

РАССЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ ЦЕПИ

1.  Амплитуда первой гармоники напряжения U_К1 на коллекторе в критическом режиме:

U_{К1 КР} = 21,834 В

2.  Максимальное напряжение на коллекторе:

U_{К МАКС} = Е_К + 1,2× U_{К1 КР}U_{К МАКС} = 49,951 В < U_{КЭ ИМП} = 60 В

3.  Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

I_К1 = 2,395 А

4.  Постоянная составляющая коллекторного тока:

I_К0 = 1,528 А < I_{К0 ДОП} = 10 А

5.  Максимальная величина коллекторного тока:

I_{К МАКС} = 4,79 А

6.  Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного напряжения:

Р_{0 МАКС} = Е_К × I_К0Р_{0 МАКС} = 36,287 Вт

7.  КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

 h = 0,72

8.  Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Р_{К МАКС} = Р_{0 МАКС} – Р_1МАКСР_{К МАКС} = 10,143 Вт

9.  Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки:

R_{ЭК НОМ} = 9,118 Ом

ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ НА ВЕЛИЧИНУ R_{ЭК НОМ}.

Разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением W_Ф = 75 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика необходимо включить согласующую цепь с коэффициентом трансформации N = 75/9,118 = 8,225. В качестве согласующей цепи применим трансформатор на линиях с коэффициентом трансформации N = 9. Отсюда:

R_ЭК = 75/9 = 8,333 Ом

РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ СВЯЗИ

Оценим влияние реактивного элемента на выходе УМ (выходной емкости АЭ):

a_ВХ = 2×p×f_В ×C_К ×R_ЭКa_ВХ = 0,086

Так как a_ВХ оказалось меньше 0,1¸0,2 влияние выходной емкости транзистора незначительно и им можно пренебречь. Поэтому нет необходимости включать на выходе транзистора цепи связи, содержащие дополнительные LC элементы.

ПЕРЕРАСЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ ЦЕПИ

Сделаем перерасчет коллекторной цепи с учетом нового значения сопротивления R_ЭК = 8,333 Ом.

1.  Амплитуда переменного напряжения на коллекторе при заданной мощности Р_1МАКС:

U_К = 20,874 В

2.  Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

I_K1 = 2,505 А

3. Постоянная составляющая коллекторного тока:

I_К0 = 1,598 А < I_{К0 ДОП} = 10 А

4. Максимальная величина коллекторного тока:

I_{К МАКС} = 5,01 А

5. Максимальное напряжение на коллекторе:

U_{К МАКС} = E_K + U_KU_{К МАКС} = 44,624 В < U_{КЭ ИМП} = 60 В

6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного напряжения:

Р_{0 МАКС} = Е_К × I_К0Р_{0 МАКС} = 37,955 Вт

7. КПД коллекторной цепи:

 h = 0,689

8. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Р_{К МАКС} = Р_{0 МАКС} – Р_1МАКСР_{К МАКС} = 11,812 Вт

Значение Р_{К МАКС} является исходным параметром для расчета температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения.

РАССЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ УМ В СХЕМЕ С ОЭ

Предполагается, что между базой и эмиттером АЭ по радиочастоте включен резистор R_Д, предназначенный для устранения перекосов в импульсах коллекторного тока. Его сопротивление:

R_Д = 113,663 Ом

При R_Д = 113,663 Ом обратное напряжение, приложенное к эмиттерному переходу составляет U_{БЭ МАКС} = 18,108 В, что значительно превосходит допустимое U_{БЭ ДОП} = 4 В. Для снижения напряжения U_{БЭ МАКС} до приемлемого значения примем R_Д = 27 Ом.

1.  Амплитуда тока базы:

, где

c = 1 + g₁(Q)×2×p×f_Т ×С_К ×R_ЭКc = 1,982

2.  Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе:

, где

E` = 0,7 В – напряжение отсечки транзистора

U_{БЭ МАКС} = 3,768 В < U_{БЭ ДОП} = 4 В

3.  Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

I_Б0 = 0,027 А

I_Э0 = I_К0 + I_Б0I_Э0 = 1,625 А

4.  Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

, где

r_Э = 0,09 Ом;r_Б » 0 Ом

E_Б = -0,579 В

5.  Значения L_ВХ.ОЭ, r_ВХ.ОЭ, R_ВХ.ОЭ, C_ВХ.ОЭ в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора (рисунок 4):

Рисунок 4. Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора.

L_ВХ.ОЭ = 3,36 нГн

, где

С_КА = 0,25×С_К – барьерная емкость активной части коллекторного перехода

r_ВХ.ОЭ = 0,878 Ом

R_ВХ.ОЭ = 14,033 Ом

С_ВХ.ОЭ = 2,722 нФ