Генератор управляемый напряжением (ГУН)

3.1.4. Генератор управляемый напряжением (ГУН).

 

ГУН - генератор , частота которого пропорциональна управляющему напряжению. Выбираем ИМС К531ГГ1 (Аналог 74S124N).

Микросхема 531ГГ1-представляет собой два генератора. Частота каждого генератора управляется напряжением. Каждый генератор представляет собой автомультивибратор , имеющий вход управления частотой (УЧ) выводы 1 и 2 и диапазоном частоты (Д) выводы 14 и 3. К выводам 12 и 13 подсоединим кварцевый резонатор КР374 на 16МГц. 16,15 - Uп; 9,8-общий вывод. Для обеспечения заданного диапазона частоты ко входам 4-5 присоединяем конденсатор емкостью с=2 пФ (КД‑1‑2пФх100В).

 

 

 

3.1.5. Интегратор.

Для управления работой ГУН служит интегратор на операционном усилителе

Параметры R и С выбираем из условия , что постоянная времени интегрирования должна быть больше максимальной длительности сигнала в 10 раз.

т.е. RC>10 мс.
t_и=R*C >10*T ;

T=1/f=1/1КÃö=1мс ;

Выбираем R=100 КОм (МЛТ-0.25-100 кОм ±5%) ;
С=1 мкФ (К50‑6‑1мкФх6.3 В);

Таким образом постоянная времени интегратора будет t_и=R*C=100 мс;

Интегратор выполним на основе быстродействующего ОУ 544УД2:

Ku=20000;

Uсм=30 мВ;

Iвх=0.1 нА;

f1=15 МГц

Выходное напряжение интегратора будем рассчитывать по формуле:

(1)

 , где   (2)

Посчитаем погрешность интегрирования, связанную с дополнительным напряжением на входе ОУ из-за неидеальности его свойств.

DUвх=IвхR=1.10-3 В

dUвх=DUвх/Uвх=2.10-4%

Относительная ошибка интегрирования:

g=tи/2tC=10^-5

Íàéäåì ÷àñòîòó wâ :  wâ=1/(Ku+1)RC=2.10-4 Ãö.

 

 

3.2. Формирователь сигнала (ФС).

 

Формирователем сигнала заданной формы является восьмиразрядный сдвиговый регистр с последовательной загрузкой и параллельной выгрузкой КР1533ИР8 (Аналог 74ALS164). Микросхема КР1533ИР8 представляет собой восьмиразрядный сдвиговый регистр с последовательной загрузкой и параллельной выгрузкой. Наличие двух входов последовательной загрузки A и B позволяет использовать один из них в качестве управляющего загрузкой данных: низкий уровень напряжения хотя бы одном из них по положительному фронту тактового импульса устанавливает первый триггер регистра в состояние низкого уровня напряжения , в то же время [RU1] высокий уровень напряжения на управляющем входе позволяет по другому входу осуществлять ввод данных в последовательном коде. Частота следования импульсов по входу С - не более 50 МГц , т.е. вполне пригодно т.к. максимальная частота дискретного синусоидального сигнала будет на выходе f_вых = 50/16 » 3МГц , что соответствует техническому заданию.

Таблица назначения выводов

A B CLК CLR QA QB QC QD QE QF QG QH Vcc GND

вход информационный вход информационный вход тактовый вход сброса выход выход выход выход выход выход выход выход напряжение питания общий вывод

КР1533ИР8 формирует дискретный периодический сигнал аппроксимированный функцией , где

 

 - период ;

16-16 дискретов на периоде ;

n - номер текущего дискрета ;

 При однополярном питании данный сигнал сдвинут относительно нулевой точки на постоянную составляющую E_п/2.

 

 

3.2.1. Расчет номиналов резисторов.

 

Данная схема может обеспечить R_вых=5КОм ;

Запишем систему уравнений для нахождения номиналов резисторов: (3)

После расчета и округления до ближайших номинальных значений получаем:

R1=R8=150КОм (МЛТ-0.25-150 кОм ±5%);

R2=R7=47КОм (МЛТ-0.25-47 кОм ±5%) ;

R3=R6=33КОм (МЛТ-0.25-33 кОм ±5%) ;

R4=R5=27КОм (МЛТ-0.25-27 кОм ±5%);

 

 

3.2.2 Анализ сигнала на выходе ФС.

 

Полезный сигнал на выходе регистра аппроксимируется ступенчато, что соответственно вносит свои погрешности и искажения. Возьмем сигнал для примера с частотой f=1000 Гц и числом дискретов N=16 ;

 

Рассмотрим погрешность на половине периода

Для аппроксимации данного сигнала рассмотрим функцию:

, где floor(x) - функция , возвращающая ближайшее целое число меньшее или равное аргументу (х вещественный).

Относительную погрешность пронормируем по истинному значению сигнала

(4)

Изобразим в процентном отношении

Рассмотрим спектр сигнала на выходе ФС. Для этого применим разложение в ряд Фурье для периодического сигнала dcos(t). Найдем коэффициенты для разложения в ряд по косинусам:

b_k=0 (5)

Так как значение напряжения на выходе ФС между отсчетами времени

постоянно , то заменим интеграл на сумму :

    (6)

(7)

(8)

Где k - номер гармоники в сигнале

Определим коэффициент гармоник в процентах :

(9)

Спектр сигнала на выходе ФС выглядит следующим образом:

Таким образом видно , что коэффициент гармоник достаточно велик и нужно применить ФНЧ, отсекающий высшие гармоники спектра сигнала.

 

 

3.2.3. Перестраиваемый фильтр управляемый цифровым кодом.

Электрическая схема ФНЧ:

Коэффициент передачи К(f) такой схемы равен:

(11)

R1=1КОм ; R2=R1 ; C=5 нФ.

 ЛАЧХ фильтра

Рассчитаем подавление гармоник спектра сигнала в децибелах Kпод :

где к -номер гармоники ;

Найдем коэффициент гармоник после ФНЧ , амплитуды гармоник станут соответственно:

 (12)

% (13)

что соответствует техническому задания (К_гарм < 1 %)

Но нам нужен перестраиваемый фильтр следовательно вместо резисторов будем использовать токовый ЦАП 572ПА1.

1 - аналоговый выход 1

2 - аналоговый выход 2

3 - общий 4 - цифровой вход 1

5 - цифровой вход 2

6 - цифровой вход 3

7 - цифровой вход 4

8 - цифровой вход 5

9 - цифровой вход 6

10- цифровой вход 7

11- цифровой вход 8

12- цифровой вход 9

13- цифровой вход 10

14- питание Uип (+)

15- опорное напряжение Uоп

16- вывод резистора обратной связи

Для реализации динамических свойств ЦАП на выходе нужно использовать быстродействующий ОУ с коэффициентом усиления по напряжению не менее 104.

В качестве ОУ выбираем быстродействующий К544УД2

 

Ku	fmax, ÌÃö	Uâûõ, Â	Uïèò, Â	Iïîò, ìÀ
20000	15	10	±15	7

Схема фильтра управляемого цифровым кодом:

 

R=10 КОм ; n=10 (разрядность ЦАП).

Rmin=10 КОм (14)

Rmax=10 МОм (15)

Так как время установления выходного напряжения после подачи кода на

вход ЦАП tуст равно 5 мкс, соответственно частота дискретизации fдискр должна быть не более 200 кГц, а с учетом того что по теореме Котельникова синусоиду можно восстановить лишь при наличии двух дискретов на период, то максимальная частота не может быть выше 100 кГц. То есть С равно:

; С= 1нФ (К50‑6‑1нФх6.3 В);

Данный фильтр управляется цифровым двоичным кодом N (этот код соответствует коду из синтезатора частот) следовательно изменяя код N будет изменяться

частота сигнала f_c , сопротивление резистивной матрицы ЦАП , постоянная времени интегратор t_и  и соответственно частота среза фильтра f_ср.

 

4. Вывод.

 

Т.о. блок возбуждения для вихретокового преобразователя обеспечивает подачу на накладной вихретоковый датчик синусоидального сигнала амплитудой 10 мА во всем диапазоне частот 1КГц-2.5 МГц , коэффициент гармоник сигнала при этом около 0.6%, что соответствует техническому задания.

5. Список используемой литературы.

1) Справочник "Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы", Москва, "Радио и связь" 1989 г.

2) Справочник "Изделия электронной техники. Цифровые микросхемы. Микросхемы памяти. Микросхемы ЦАП и АЦП", Москва, "Радио и связь" 1994 г.

3) Справочник "Резисторы", Москва, "Радио и связь" 1991 г.

4) Справочник "Расчет индуктивностей", Ленинград, "Энергия" 1970 г.

5) Справочник "Приборы для неразрушающего контроля материалов и изделий" том 2, Москва, "Машиностроение" 1986 г.

3) В.Н. Гусев, Ю.М. Гусев "Электроника", Москва, "Высшая школа" 1991г.

 

 [RU1]