Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб

8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.

Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :

Lгр = 1+0.85 = 1.85дб.

5.5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.

Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.

Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.

Исходные данные:

fo = 17.5Ггц - рабочая частота.

Шпч10 необходимо применить балансный ПЧ.

fпч = 35Мгц - промежуточная частота.

1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].

Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при

Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр 6дб, шумовое отношение = 0.85,

rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм 7дб,

где Fнорм - нормированный коэффициент шума.

2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.

Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом. Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.

Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:

1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.

2 - диод в стеклянном корпусе.

3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.

3.Проектирование СВЧ - моста.

В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на , поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).

 

Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.

СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.

КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ - моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.

5.5.1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.

Исходные данные:

fc=17.5Ггц.

Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды  = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg =0.005 , материал проводников - золото, проводящие линии имеют W=50.

1)Определяем волновое сопротивление основной линии:

Wл = W/ = 50/= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.

2)По формуле W/h = (314/ W) - 1, находим ширину полоски основной линии:

 = ((314/ W) - 1)h = ((314/35.5) - 1) 0.5 = 0.97 мм.

Шлейфов:

 = ((314/50) - 1) 0.5 = 0.55 мм.

3)По формулам :

 = /,где - длина волны в линии,

 - длина волны в воздухе,

- диэлектрическая проницаемость среды в линии,

= 0.5[1+ + (- 1)/]

Для основной линии:

= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /] = 6.61,

и = 23/4= 2.23 мм.

Для шлейфов :

 = 6.26,

= 2.3 мм.

4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота : = 4.110см/м и толщину слоя = 0.78 мкм.

По формуле:

Rп = 1/ =  ,

Определим поверхностное сопротивление проводника :

- удельная проводимость проводника.

 = 2f - рабочая частота.

 =1.25610г/м - магнитная проницаемость в вакууме.

 = относительная магнитная проницаемость среды.

Rп = 1/4.1= 0.031ом/м.

Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:

= 8.68 Rп/W,

= 8.680.031/35.5= 0.078 дб/см,

и щлейфа:

= 8.680.031/500.055 = 0.98 дб/см,

Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:

a= = 0.0780.223 = 0.017 дб,

a= 0.0980.23 = 0.023 дб.

5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезкав МПЛ моста, используя формулу:

=27.5

Потери основной линии:

a== 0.22327.3= 0.102дб.

Потери шлейфа:

a= 0.2327.3=0.115дб.

Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg - угла диэлектрических потерь).

6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:

a=a+a= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,

a= a+a= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.

7)КСВ входных плеч моста:

 =(2+3a+3a)/(2+a+a),

 =(2+33)/(2+0.015+0.014)= 1.07.

Развязка изолированного плеча:

L= 20 lg a+a)/(a+a)],

L= 35дб.

Потери моста:

L= 20 lg(1+a+a),

L= 20 lg(1+0.015 +0.014) = 0.3дб.

Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.

Потерями моста (L0.3дб) можно пренебречь.

Определяем разброс параметров диодов в паре.

Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых СД согласно формуле:

r= rвых СД1/ rвых СД21+ 30/ rвых СД min,

r= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L= 0.5дб.

5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпрmax = 6дб.

nбс = nш = 0.85.

6. Рассчитываем величину :

 Lr(дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина

Sш = 26дб.

7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:

Рг =123 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).

8.Определяем шумовое отношение по формулам:

ma =10lgnгс10RTo ,

где nгс - относительный спектр мощности шума,

ma - выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,

R - постоянная Больцмана. R =1.3810 дж/К.

То = 273 К.

nгс = ant lg (ma /10)/10 RTo = ant lg (-180/10)/(101.3810273) = 25дб/Гц.

nг = nгс Рг.

nг = 256 = 150.

9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:

N= LL(n+ n/ LLS+ N-1),

где L- потери СВЧ моста, L=1,

nг - шумовое отношение. nг = 150.

n- шумовое отношение БС. n= 0.85.

S- коэффициент подавления шума гетеродина. S= 26дб.

N- коэффициент шума УПЧ. N= 4.

L- затухания в системе.

N= 1= 12дб.

Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными данными является рабочая частота , выходная мощность  мВт, и диапазон электрической перестройки частоты(механической перестройки частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте 17.5 Ггц). Полагаем и =-= 35Мгц, =+=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет 17535Мгц, диапазон перестройки = 35 Мгц.

Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:

-рабочая частота : 12.4-18Ггц.

-диапазон механической перестройки: = 0Мгц.

-диапазон электрической перестройки: =1000Мгц.

-выходная мощность гетеродина: 50мВт.

-напряжение питания: U= 8В.

-ток питания: I= 0.4 А.

В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включать последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно- согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной lшл . Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.

Рис. 12 Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.

6.Проектирование и расчет УПЧ.

1) Коэффициент усиления по мощности преселектора.

К= КККрурч КрКрпч:

Где К=0.9, Курч =30; К ККрпч- соответственно определяем по вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов

в этих устройствах.

К= 1/L

Lузп= 0.8дб =1.21 К=0.825,

Lупзк= 0.66дб = 1.16 Кр= 0.85,

L пч = 6дб = 4 Крпч = 0.25.

К= 0.9= 56.5дб.

2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности Рап=15.510Вт , составит:

Р= 15.5105 = 77.510.

3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого каскада со смесителем, равно:

Uвхп= , где g= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.

В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к. 0.3= 27Мгц. = 90 Мгц и выполняется условие (2-3).

Параметры ГТ 309А:

= 120Мгц, 0.3= 27Мгц, = 30 мА/В, g= 2 мСм, С= 70пф, g= 6мкСм, С= 8пф, С= 2пф, h= 50, Nм= 5дб, Iкбо= 2мкА.

4)Требуемый коэффициент усиления:

 Ко= Uвых/Uвх п,

где Uвых - выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору (0.01в).

5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ , т.к. ФСИ может дать лучшую избирательность , чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов, создающих основное усиление на ПЧ.

Исходные данные:

 = 35Мгц- промежуточная частота,

П= 710Кгц- полоса пропускания,

=20дб- ослабление соседнего канала.

Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.

6)Определим величину :

= ;

где - промежуточная частота,

d- собственное затухание контура,

П- полоса пропускания УПЧ.

d = 0.004, П = 1Мгц.

 = = 0.38

7) Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n= 4.

8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном:

Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.

Sеп = 3дб.

Sеп1=3/4 = 0.75

9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для = 0.38 и Sеп1= 0.75 находим параметр .

= 0.83.

10) Определим разность частот среза:

= = 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.

11)Определим вспомогательные величины yи :

y= ;

= ;

y= 2/1.7= 1.65; = 0.260.83 = 0.2

12)По графику рис.6.3 находим для = 0.2 и y= 1.65:

S= 8дб.

13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной :

S= n,

где DS- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.

S= 48дб - 3дб = 29 дб20дб.

14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.

15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:

m=

m=

Wog= 1010610 = 0.081,

Wog= 1010210 = 201 ;

16)По графикам (рис.6.6) стр.287[2]) определяем коэффициент передачи ФСИ для n= 2, = 0.2

Кпф= 0.65.

17)Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:

Коф= 0.5m mWoКпф

Коф= 0.510.20301010100.65 = 20.

Для требуемого усиления (140000) необходимо 4каскада. Тогда коэффициент усиления составит 160000. Превышением можно пренебречь.

18) Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ.

Где m- соответствует коэффициенту трансформации m, - коэффициент связи (0.7-0.9).