Режим отсечки (точка В). В этом режиме тр-р заперт и ток его близок к нулю

2. Режим отсечки (точка В). В этом режиме тр-р заперт и ток его близок к нулю.

3. Активный режим – режим работы, при кот. тр-р обладает активными св-вами, т.е. способен обеспечивать усил. по мощности. В этом реж. рабоч. точка лежит между точк. А и В.

Скорость перехода тр-ра из откр. сост. в закр. и обратно зависит от переходных процессов в базе, связанных с накоплением и рассасыванием неравновесных носителей зарядов. На вх. тр-ра подаётся управляющий сигнал в виде скачков напряжения, замыкающих и размык. тр-ный ключ.

Рассм. процессы, происх-щие в тр-ре, вкл. по схеме с ОБ при подаче ч/з эмит. имп-са длительностью t_имп, в прямом направл. с последующ. изменением полярности (рис. 2.а).

В исх. сост. тр-рный ключ заперт, т.е. эмит. и колл. переходы заперты, и тр-р работает в реж. отсечки. После подачи ч/з эмитт. имп-са в прямом направл., I_к появл-ся не сразу из-за конечного времени пролета инжектированных носителей до колл. перехода и наличия барьерных емкостей (рис. 1). Время, на кот. появление I_к отстает от I_э, наз. временем задержки t_зд. Процесс установления I_к характ-ся временем нарастания t_нр. Это время затрачивается на диффузионное перемещ-е ч/з базу инжектированных в неё носителей. t_зд относительно мало и при приближенных расчетах им пренебрегают.

При I_э>0 с увеличением I_э быстро возрастает и I_к – это акт. реж. работы тр-ра. Наконец, когда рабоч. точка на нагрузочной хар-ке достигает точки перегиба статических вых. хар-тик, дальнейшее увеличение I_э не вызывает роста I_к, тр-ный ключ полностью открылся и тр-р работает в режиме насыщения.

рис.2.

Ч/з интервал времени, равный t_имп меняется полярность U, подаваемого на эмиттер. При этом тр-р в течение некоторого времени t_рас (время рассасывания) продолжает находиться в режиме насыщения.

Рассасыв. заряда происходит вследствие ухода дырок из базы ч/з колл. и эмитт. переходы. До тех пор пока в процессе рассасывания концентрации неосновных носителей около р-n-переходов не достигнут нуля, обратные токи через соответствующие р-n-переходы будут оставаться постоянными, т.е. токи I_э и I_к будут неизменными, пока тр-р наход-ся в реж. насыщ. В момент времени t_рас избыточная концентрация неосновных носителей в базе около колл. р-n-перехода достигает нуля. С этого момента I_к и I_э будут уменьшаться. Время рассас. t_рас определяется как интервал времени с момента выкл. вх. имп-са и связанного с этим изменением направл. I_б до момента, когда концентрация дырок у колл. перехода уменьшится до нуля. Величина его зависит от конструкции эмиттера, величины его I и длит-сти имп-са t_имп. Для уменьшения t_рас на вх. цепи в момент окончания действия имп-са создают I обратного направления I_э2, что ускоряет рассас. дырок в базе. По истечении времени t_рас, рабочая точка тр-ра переходит на границу активной области и нач-ся спад вых-го I. Длительность спада t_сп опред-ся как время, в течение которого ток уменьшается от 0,9 до 0,1 тока насыщения.

18. h-параметры биполярного транзистора.

В настоящ. время, гл. образом при расч. на НЧ применяются h-параметры. Однако значения этих парам. в справочниках приводятся для типового режима. Для опред. h-пар. в нетиповом реж. пользуются хар-ками. Мы рассм., как опр-ются h-парам. по хар-кам.

Определим для примера h-парам. тр-ра, включенного по схеме с ОЭ. При этом способе включения

I_вх = I_б , U_вх = U_бэ , I_вых = I_к , U_вых = U_кэ .

Вх. и вых. хар-ки для схемы с ОЭ приведены на рис. 1. Для опред. парам. должна быть определена (задана) рабочая точка (точка покоя). Точку покоя в тр-рах обычно задают постоянным вых. напряж. U_кэ0 и постоян. вх. током I_б0. На семействе харак-тик отмечают эту точку (точка О на вх. харак-ке и точка О' на вых. характеристике).

РИСУНОК ОТДЕЛЬНО

рис.1. Определение h-параметров тр-ра.

Пар-ры h₁₁ и h₁₂ определяются по вх., a h₂₁ и h₂₂ по вых. характеристикам. Параметр

и представляет абсолютное значение приращения ΔU_бэ при изменении вх. тока ΔI_б при постоянном вых. напряж. U_кэ0. Другими словами, это вх. сопрот. тр-ра при постоян. вых. U. Параметр h₁₁ измеряется в омах и в схеме с ОЭ составляет сотни Ом и единицы кОм.

На семействе вх. харак-тик вблизи точки О строим характеристический треугольник abc так, чтобы точка О лежала примерно на середине гипотенузы. Проектируя точки а, b, с на оси координат, определяем ΔI_б и ΔU'_бэ. Тогда h₁₁=ΔU'_бэ / ΔI_б.

Значение h₁₁ в рабочей точке можно определить точнее, если провести ч/з нее касательную к кривой и определить как котангенс угла наклона касательной с осью абсцисс (угол α на рисунке). Параметр

представляет абсолютное значение приращения ΔU_бэ при изменении вых. напряж. ΔU_кэ при постоянном вх. токе I_б0. Другими словами, h₁₂ –коэфф. обратной связи по напряж. и показывает, какая часть вых. напряж. попадает на вход; h₁₂ – безразмерная величина и в схеме с ОЭ составляет 10^-3 – 10^-4. Для определения h₁₂ параллельно оси абсцисс ч/з точку покоя проводим прямую до пересечения с соседней характеристикой. Приращение коллекторного напряж. может быть определено как разность и U_кэ0 при I_б=I_б0 - const, а приращение напряж. на базе соответствует разности абсцисс точек пересечения. Тогда

Параметр

представляет абсолютное влияние изменения вых. тока ΔI_к при изменении вх. тока ΔI_б при постоянном U_кэ=U_кэ0. Другими словами, h₂₁ – коэфф. усиления по току при постоянном вых. напряж., т.е. показывает, во сколько раз изменение I_к больше изменения I_б; h₂₁ – безразмерная величина и в схеме с ОЭ составляет десятки и сотни. Для определения h₂₁ через рабочую точку О' проводят прямую, параллельную оси ординат до пересечения с соседними харак-ками. Точки пересечения с соседними харак-ками АВ проектируют на ось ординат и определяют ΔI'_к, приращение тока базы ΔI_б определяется как разность значений тока базы в точках АВ. Тогда h₂₁=ΔI'_к / ΔI_б.

Параметр

показывает абсолютное влияние изменения вых. тока ΔI_к при изменении вых. напряжения при постоянном вх. токе. Другими словами, h₂₂ – вых. проводимость тр-ра при постоянном входном токе.

В большинстве случаев в расчетах применяется вых. сопротивление R_вых=1/h₂₂. В схемах с ОЭ R_вых составляет единицы и десятки кОм.

Для определения h₂₂ вблизи точки О' изменяют U_кэ в обе стороны от точки покоя на величину ΔU_кэ и определяют соответствующее изменение ΔI''_к при постоянном токе базы I_б=I_б0; тогда h₂₂=ΔI''_к/ΔU_кэ, 1/h₂₂=ΔU_кэ/ΔI'_к.

Следует обратить внимание, что ΔI'_к и ΔI''_к в общем случае не равны между собой: ΔI'_к вызвано изменением ΔI_б при постоянном U_кэ, а ΔI''_к вызвано изменением ΔU_кэ при постоянном токе базы I_б.

19. Работа биполярного транзистора на высоких частотах.

Св-ва тр-ра на ВЧ удобно анализировать по схеме замещения. На работу бип. тр-ра вредное влияние оказывает емкостное R колл. перехода C_к. На НЧ емкостное R этого перехода 1/WC_к велико. Велико и сопрот. r_к, поэтому весь ток эквивалентного генер-ра I_э=aI_э идет ч/з нагрузку, роль которой выполняет резистор R_Н.

С увеличением (↑) частоты сопрот. 1/WC_к начинает уменьшаться и при некоторой частоте часть I, создаваемого генерр-ом, начинает отделяться в емкость С_к и ток через R_Н начинает падать. Это явл. равносильно уменьшению коэфф-та усиления тр-ра, т.к. полезная вых. мощность уменьшается (↓) с уменьшением I нагрузки. Сл-но, с ↑ частоты ↓ коэффициенты усиления a и B.

С ↑ частоты сопротивление 1/WC_э также ↓, но влияние C_э не проявляется так сильно, как влияние C_к. Это объясняется тем, что емкость C_э зашунтирована R_э (R эмиттерного перехода), имеющим очень малую величину. Сопрот. 1/WC_э начинает оказывать влияние на очень высоких. частотах, где оно становится соизмеримым с R_э. На этих частотах тр-р обычно не работает, т.к. емкость C_к почти полностью шунтирует генератор тока I_Г. Следовательно, влиянием C_э можно пренебречь.

2^ой причиной, вызывающей ум-↓ коэфф-та усиления, явл. инерционность процесса перемещения носителей ч/з базу от Э перехода к К, в результате чего появляется запаздывание по фазе между изменением величин I_э и I_к. Это запаздывание. опред-ся временем переноса неосновных носителей ч/з базу и зависит от ее толщины.

Частота, на кот. модуль коэфф-та передачи, a ум-↓ в корень из 2^х раз по сравнению с его значением на НЧ, наз. граничной частотой f_Гр. Величина f_Гр для схемы с ОБ определяется из соотношения f_Гр=m/tD, где tD=W·(W/2Dp) – среднее время диффузии носителей.

Коэфф. передачи I_э a зависит от частоты следующим образом: a(iW)=1/(1+iW/Wa), где Wa=2n·f_Гр – угловая граничная частота, i – мнимая единица.

Комплексное число, стоящее в знаменателе указ-ет, что измен. коэфф. передачи опред-ся физич. процессами, эквивалентными изменению комплексного (емкостного) R. Модуль коэфф-та передачи зависит от угловой частоты W=2nt W следующим образом:

Угол запаздывания по фазе между I_э и I_к можно определить как γ(a)= - W/Wa.

Чтобы охарактеризовать частотные св-ва тр-ра широко используются частотные хар-тики; представляющие собой зависимость модуля коэфф. передачи a от частоты (АЧХ) и фазы γ(α) (ФЧХ) (см. рис.).

С ув-↑ частоты W, ув-↑ сдвиг по фазе γ, обусловленный влиянием инерционных процессов при прохождении неоснавных носителей ч/з Б; и, в конечном счете, уменьшается коэффициент a. В схеме с ОЭ величина коэфф. передачи I_б в более сильной степени зависит от частоты, что приводит к уменьшению граничной частоты в схеме с ОЭ.

Уменьшение коэфф. a происходит в результате того, что с повышением частоты I_к отстает от I_э. Граничные частоты для схемы с ОБ и ОЭ связаны формулой:

W_б=W·(1-a₀)=Wa/1+B₀,

где B – модуль коэффициента передачи тока базы при W=0. Граничная частота в схеме с ОЭ в 1+B₀ раз меньше чем в схеме с ОБ.

33. Основные показатели усилителей. Линейные и нелинейные искажения. Эквивалентная схема усилителя.

Принцип действия усилителя (У) основывается на преобразовании энергии источника питания в энергию сигнала. Основную функцию преобразователя энергии в У выполняет активный усилительный элемент, способный с небольшой входной энергией управлять значительно большей энергией источника питания.

Минимальную часть У, сохраняющую основную функцию – способность усиливать сигналы, называют каскадом усиления (КУ). КУ состоит из усилительного элемента и цепей, обеспечивающих заданный режим элемента и согласование с источником сигнала и нагрузкой.

Источник сигнала – это источник энергии, от которого полезные сигналы поступают на вход усилителя. Это микрофон, звукоснимающая головка, отрезок линии связи, предыдущий каскад.

Нагрузка – это устройство, которое является потребителем усилительных электрич. сигналов, т.е. выходная мощность усилителя выделяется на нагрузке. Это может быть следующий каскад, отрезок линии, громкоговоритель, измерительный прибор.

Источник питания – это источник энергии, за счет которого имеет место усиление элекрич. сигналов. От источника питания У отбирает мощность, которую превращает в мощность усиленных сигналов.

Усилительный элемент – транзистор или лампа. При помощи них имеет место преобразования энергии источника питания в энергию усиленных сигналов.

К основным показателям У относятся коэффициенты усиления напряжения, тока и мощности.

К входным показателям относятся: I_вх, U_вх, P_вх, R_вх.

R_вх = U_вх / I_вх , P_вх = U_вхI_вх .

К выходным показателям относятся: I_вых, U_вых, P_вых, R_вых.

I_вых = I_Н , U_вых = U_Н , P_вых = I_выхU_вых .

Коэффициенты усиления – это важнейший показатель У.

К_u = U_вых / U_вх , К_i = I_вых / I_вх ,

К_p = P_вых / P_вх .

Как правило, коэфф. усиления измеряются в безразмерных величинах, или в децибелах.

К_i (дБ) = 20lgК_i , К_u (дБ) = 20lgК_u ,

К_p (дБ) = 10lgК_p .

Коэфф. полезного действия η показывает, какая часть потребляемой мощности от источника питания затрачивается на полезный выходной сигнал η = P_вых / P₀ , где P_вых – полезная мощность выходного сигнала, P₀ потребляемая мощность от источника питания.

Хотя У должны усиливать колебания без искажений, в действительности формы входного и выходного колебаний не совпадают. Уровень искажений формы сигналов оценивается коэфф. искажений. Искажения разделяют на линейные и нелинейные. Линейные искажения обусловлены непостоянством АЧХ и ФЧХ. Линейные искажения оцениваются только по АЧХ.

Нелинейные искажения обусловлены нелинейностью ВАХ. При подаче гармонического колебания на вход У на его выходе будет не только усиленный входной сигнал, но и его высшие гармоники. Эти нелинейные искажения оцениваются коэфф. гармоник

где U_m1, U_m2, U_m3 – амплитуды гармоник 1, 2, 3… на выходе У при гармоническом колебании на его входе.

39. Дифференциальные усилители.

Усилитель постоянного тока, выход. U которого пропорционально разности напряжений входных сигналов, назыв. дифференциальным усилителем (ДУ).

Основными параметрами ДУ являются:

1. коэфф. усиления напряжения К_U = U_вых / U_вх.

2.коэфф ослабления синфазных входных напряжений К_ос. сф, равный отношению коэфф усиления напряжения К_Uк коэфф передачи синфазного входного напряжения и характеризующий неидеальность ДУ по синфазной помехе; у идеального ДУ д.б. К_ос. сф равно бесконечности.

3. U смещения, характеризующее несимметричность входного каскада ДУ, связанную с несовершенством технологии его изготовления, и равное постоянному диф. напряжению которое необходимо подать на вход, чтобы сбалансировать ДУ, т.е. сделать его выходное направление U_вых равным 0.

4. разность входных токов, также связанная с несимметрией входного каскада ДУ и равная току, который необходимо подать на один из входов, чтобы выходное напряжение установилось равным 0

5. входное сопротивление (дифференциальное) R_вх, определяемое на входных выводах ДУ и равное отношению изменения входного (дифференциального) напряжения к изменению входного тока.

6. выходное сопротивление R_вых (сотни Ом), определяемое на выходных выводах ДУ и равное отношению изменения выходного напряжения к изменению выходного тока.

7. максимальное выходное напряжение U_вых max (единицы вольт), при котором не искажается форма выходного сигнала

8. верхняя граничная частота полосы пропускания f_в (около 1 МГц).

Рис. 1.

В такой схеме должно соблюдаться условие U_вх и U_вых = 0.

1. Пусть U_вх = 0 и подключен только источник питания, тогда по цепям протекает пост. ток, устанавливается пост. U, но т.к. обе половины схемы идентичны то I_к01 = I_к02, U_к01 = U_к02.

Значит, потенциал точки А равняется потенциалу точки В и U_вых = 0, условие выполняется.

2. Пусть на вход мы подаем 2 одинаковые по величине и по фазе сигнала (синфазные). Тогда I_к и U_к двух транзисторов изменяются на одинаковую величину, в результате потенциал точки А остается равным потенциалу точки В и U_вых = 0. Значит, ДУ не усиливает, не пропускает на выход синфазный сигнал.

3. Пусть на вход подаем одинаковые по величине, но противофазные сигналы. Тогда, на VT1 положительная полуволна, транзистор закрывается, I_к, U_к падают. На VT2 отрицательная полуволна, VT открыв., I_к, U_к возрастает. Потенциал точки А отличается от потенциала точки В и получаем U_вых, которое является напряжением усиленного сигнала.

Вывод: ДУ усиливает дифференциальный сигнал.

Такое функционирование схемы приводит к следующим положительным моментам.

1. Тот факт, что обе половины идентичны, приводит к тому, что постоянные токи питания в R_э имеют одинаковые направления и слагаются, в результате U_э удвоится, ООС по пост. току глубокая, что приводит к стабилизации рабочего режима.

2. Т.к. на вход подаются два противофазных сигнала, токи этих сигналов через R_э имеют противоположное направление и компенсируются. В результате ООС для полезных сигналов минимальна и не влияет на усиление.

Все помехи, фоны, искажения, дрейф 0 относится к синфазным сигналам. Поэтому ДУ не пропускает их на выходе.

45. RC-генераторы.

Различают RC-генераторы с инвертирующим и неинвертирующим усилителями.

Инвертир. усилитель вносит фазовый сдвиг φ_к = π. Поэтому фазосдвигающая RC-цепь ОС на частоте генерируемых колебаний также должна вносить фазовый сдвиг φ_н = ± π. Пример такого генератора с трехфазной RC-цепью показан на рис. 1.a.

Рис. 1.

Распространена схема RC-генератора с так называемым мостом Вина (рис. 1.b).

В современных RC-генераторах часто применяют операционные усилители, коэффициент усиления которых значительно больше трех. Для уменьшения коэфф. усиления используют ООС. Эту же ООС используют и для динамического управления коэффициентом усиления, обеспечивающего выполнение баланса амплитуд без захода на нелинейные участки проходной ВАХ усилителя. Заметим, что в RC-генераторах работа усилительного элемента на нелинейном участке ВАХ создает неустранимые нелинейные искаж.

Рис. 2.

На рис. 2 показана схема RC-генератора на операционном усилителе. На неинвертирующий вход усилителя ч/з мост Вина подается напряжение частотно-зависимой положительной ОС. На инвертирующий вход ч/з делитель R1, R2 подается напряжение частотно-независимой ООС. Резистор R2 шунтирован сопротивлением канала полевого транзистора VT1. Сопротивление канала управляется напряжением затвора, равным выпрямленному U с входа генератора.

Когда колебаний нет, напряжение на затворе равно нулю, сопротивление канала мало. При этом глубина ООС минимальна, а коэффициент усиления усилителя максимальный. При росте амплитуды колебаний напряжение на выходе выпрямителя растет и запирает канал. Вследствие этого увеличивается глубина ОС и уменьшается коэфф. усиления до тех пор, пока не будет достигнут баланс амплитуд.

Перестройка RC-генератора выполняется с помощью сдвоенного переменного резистора, одновременно изменяющего величины обоих резисторов моста Вина. Минимальная частота ограничивается конструктивно допустимыми емкостями и максимальными сопротивлениями R, при которых они остаются еще значительно меньше входного сопротивления усилителя. Максимальная частота ограничивается паразитными емкостями и минимальными сопротивлениями, при которых усилитель способен обеспечить нужный коэффициент усиления.

46. LC-генераторы.

Генераторы с внешней ОС наиболее часто реализуют по 3^х-точечной схеме (рис. 1) с применением интегральных усилителей на одном транзисторе. Элементы Z1, Z2 и Z3 образуют резонансный LC-контур и создают частотно-зависимую ОС. В генераторах используются катушки индуктивности и конденсаторы с малыми потерями, поэтому в первом приближении можно учитывать только их реактивные сопротивления. Полагая, что входное сопротивление усилителя значительно больше |Z1|, получаем коэффициент ОС

 = Z₁ / (Z₁ + Z₃) = X₁ / (X₁ + X₃).

Рис. 1.

Если применен инвертирующий усилитель, как показано на рис. 1, то на резонансной частоте контура, для которой X₁ + X₂ + X₃ = 0, усилитель вносит фазовый сдвиг φ_к (ω₀) = π. При этом для выполнения условия баланса фаз цепь ОС также должна внести фазовый сдвиг, равный π. Очевидно, это имеет место, когда X₁ и X₂ – реактивные сопротивления с противоположными знаками и |X₁|