Расчёт коэффициента усиления по мощности транзистора

7.  Расчёт коэффициента усиления по мощности транзистора

(3.3.15)

После подстановки имеем:

8.  Определение постоянных составляющих базового и эмиттерного токов:

(3.3.16)

Подставляя численные значения величин в (3.3.16), получаем:

После выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора (при наихудших условиях) видно, что в выбранном режиме транзистор может обеспечить требуемую мощность 6 Вт на выходе передатчика с K_p =5,119, имеет при этом достаточно высокий КПД » 66,4%.

Теперь определим мощность рассеиваемую в транзисторе, значение которой является исходным параметром для расчёта температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения.(в данной работе расчёт этих температур не проводится).

Р_рас » Р_{к max} +Р_вх = 4,572 + 1,465 = 6,037 Вт.

В это соотношение подставлены величины рассчитанные по (3.2.8) и (3.3.14). На этом расчёт базовой цепи заканчивается.

3.4 Расчёт цепи питания

Выходная цепь активного элемента (АЭ) содержит цепь согласования (ЦС) с нагрузкой и источник питания, Эти элементы можно включить последовательно или параллельно. Поэтому, в зависимости от способа включения этих элементов в цепях питания выходных цепей ГВВ цепи питания делят на последовательные и параллельные соответственно.

К схемам питания выходных цепей ГВВ предъявляются следующие требования:

Ø  Вся первая гармоника выходного тока должна проходить через нагрузку;

Ø  Количество «побочных» цепей должно быть минимальным, т.к. большое их количество ведёт к уменьшению выходной мощности, а для каскада прямой задачей которого как раз и является усиление по мощности такое свойство не к чему.

И последовательная и параллельная схемы питания выходных цепей ГВВ удовлетворяют перечисленным требованиям. Но хотя схемы последовательного питания близки к идеальным при рациональным выборе блокировочных элементов, применять их можно лишь с такими цепями согласования, в которых имеется путь для постоянной составляющей выходного тока АЭ. При схемах ЦС, в которых элементом связи с АЭ является ёмкость необходимо использовать схемы параллельного питания (см. рис 3.4.1). Поэтому для нашего оконечного каскада в связи с тем, что цепью согласования является трансформатор сопротивления на длинных линиях (см. раздел 4 РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ) воспользуемся именно такой (рис. 3.4.1) схемой питания выходной цепи ГВВ.

C_бл1 в параллельной схеме питания выходной цепи ГВВ необходима для того, чтобы постоянная составляющая коллекторного тока не попадала в нагрузку, т.е. был обрыв для I_к0. Lбл защищает источник питания от высокочастотной составляющей коллекторного тока, а Сбл2 уводит высокочастотные помехи из цепи питания на землю, чтобы они не попадали в коллекторную цепь.

Рис. 3.4.1 Цепь питания выходной цепи ГВВ (параллельная схема)

Для того чтобы блокировочные элементы выполняли свою функцию необходимо правильно выбрать их номиналы. Для этого воспользуемся методикой предложенной в [6] на стр. 90 – 93 в соответствии с которой выражения для определения ноиналов блокировочных элементов следующие:

(3.4.1)

По другому (3.4.1) можно записать как:

 (3.4.2)

Подставив численные значения в (3.4.2) получаем ориентировочное величинуС_бл1:

 (3.4.3)

 (3.4.4)

Подставив численные значения в (3.4.4) получаем ориентировочное величину L_бл:

 (3.4.5)

 (3.4.6)

На этом расчёт цепи питания внешней цепи нашего оконечного мощного каскада заканчивается.

3.5 Расчет цепи смещения

В мощных выходных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока (в нашем случае q =90°), для получения линейной модуляционной характеристики надо обеспечить постоянство угла отсечки на всём интервале изменения входного тока или напряжения. Это достигается подбором определённого напряжения смещения на базе.

При включении транзистора по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Е_б в функции от амплитуды I_б и угла отсечки q определяется согласно соотношению:

 (3.5.1)

Рис. 3.5.1 Электрическая схема для подачи смещения на базу

Для достижения q = const при изменении тока базы I_б = var смещение должно быть комбинированным – внешнее от источника Е_пит и автосмещение от постоянной составляющей тока базы I_б0 на сопротивлении R_авт в цепи базы транзистора:

 

Е_б=Е_пит – I_б0 × R_авт (3.5.2)

Из (3.5.1) и (3.5.2) с учётом (3.3.3), (3.3.16) и соотношения I_к1 / I_к0 = g₁(q) / g₀(q) следует, что для сохранения постоянного угла отсечки q и, следовательно, коэффициентов g₀(q), g₀(p-q) при изменениях амплитуды I_б или постоянной составляющей I_б0 необходимо внешним смещением скомпенсировать напряжение отсечки транзистора

Е_пит = Е_отс (3.5.3)

и поставить в схему сопротивление:

 (3.5.4)

Для подачи смещения на базу воспользуемся схемой (см. рис. 3.5.1) в которой при R₁ >> R₂ Þ R_авт > R_доп, а именно R_авт = R_доп + R₂ и на основании (3.5.4) следуют расчётные соотношения для R₂ и R₁:

 (3.5.5)

 (3.5.6)

Подставив в (3.5.5) и (3.5.6) необходимые величины (см. таблицу 3.1 и разделы 3.2 и 3.3) получаем:

R_доп = 9,478Ом

Через R₁ и R₂ протекает ток делителя равный I_дел = Е_пит / (R₁ + R₂), который может быть соизмерим и даже больше тока базы I_б0. В нашем случае ток делителя равен:

I_дел = 19,5 / (61,17+2,34) = 0,307 А > I_б0 = 0,0376 А,

т.е. I_дел на порядок больше I_б0.

Заметим, что если автосмещение должно быть безынерционным, чтобы успевать следить за изменением огибающей ЧМ (или АМ) сигнала, то внешнее смещение – наоборот, инерционным. Это накладывает ограничения на величины блокировочных конденсаторов в цепи питания:

 (3.5.7)

Подставляя в это соотношение значения, рассчитанные по (3.5.5) и (3.5.6) получаем соотношение для выбора блокировочной ёмкости:

 (3.5.8)

На этом, расчёт цепи смещения на базу транзистора заканчивается.

4. Расчёт цепи согласования 4.1 Электрический расчёт

К выходным, межкаскадным и выходным цепям согласования ЦС , установленным в ГВВ, предъявляется ряд требований:

1.)  Трансформация нагрузочных сопротивлений на основной частоте;

2.)  Обеспечение для входных цепей определённого входного сопротивления Z_вх(nw), а для входных цепей – определённого выходного сопротивления Z_вых(nw) на частотах высших гармоник;

3.)  Обеспечение заданных амплитудно - и фазочастотных характеристик;

4.)  Возможность перестройки в рабочей полосе частот и при изменениях нагрузки.

Для работы активного элемента (АЭ) оптимальном (граничном) режиме в выходную цепь необходимо включить сопротивление нагрузки R_гр (в нашем случае, рассчитанное по (3.2.9) R_{эк ном} = 19,34 Ом). Но сопротивление нагрузки реального потребителя энергии высокочастотных колебаний в общем случае отличается от выходного сопротивления транзистора в граничном режиме (в нашем случае по техническому заданию потребитель ВЧ энергии – фидер с входным активным сопротивлением R_{вх фид} = 75 Ом). Поэтому первой задачей ЦС (в нашем случае) является преобразование входного сопротивления фидера к выходному сопротивлению оконечного усилительного каскада. Другими словами необходимо трансформировать 75 Ом в » 19,34 Ом, т.е. необходимо ЦС обеспечить коэффициент трансформации ¼ если смотреть от потребителя.

По предложенной структурной схеме связного передатчика с ЧМ (см. раздел 2) ЦС нет необходимости фильтровать высшие гармоники, т.к. эта задача лежит на «плечах » выходного фильтра. А также для обеспечения важного 4.) - го требования к ЦС целесообразно использовать в качестве ЦС трансформатор на феррите (см. [5] стр. 216) при использовании которого отпадёт необходимость в перестройке ЦС в рабочей полосе частот.

Такие широкодиапазонные трансформаторы с коэффициентом перекрытия по частоте 10…10³ и выше выполняют обычно с магнитопроводом и разделяют их на два класса:

Ø  с доминирующеймагнитной связью между обмотками, те обычные трансформаторы;

Ø  с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий, так называемые трансформаторы на длинных линиях (ТДЛ).

Для современных мощных генераторных транзисторов характерны низкие входные и нагрузочные сопротивления, составляющие единицы и даже доли ома. При столь низких нагрузочных сопротивлениях частотные ограничения «сверху» определяются индуктивностями рассеяния, которые не должны превышать единиц и даже долей наногенри, что в обычных трансформаторах обеспечить затруднительно. Поэтому для трансформации столь низких сопротивлений в диапазоне частот 0,1…1000 МГц и выше используют ТДЛ, помещаемых на магнитопроводе из феррита (верхняя граничная частота полосы пропускания такого трансформатора ограничена потерями в линиях, а также индуктивностями выводов соединительных проводов (монтажа) и паразитными межвитковыми ёмкостями, а нижняя частота индуктивностями намагничивания обмоток).

В нашем случае мы в качестве ЦС будем использовать ТДЛ, который изображён на рис. 4.1.1 с коэффициентом трансформации ¼ (см. выше). При построении трансформатора с коэффициентом трансформации отличным от 1:1, используют N линий (в нашем случае число линий N = 2), включаемых параллельно и последовательно по входу и выходу в различных комбинациях. В нашем случае, соответственно, для обеспечения коэффициента трансформации сопротивления ¼ достаточно включить две линии с одинаковыми волновыми сопротивлениями r_л, параллельно с одной стороны и последовательно с другой (см. рис. 4.1.1).

Рис. 4.1.1 ТДЛ с коэффициентом трансформации ¼

Предполагается, что линии достаточно разнесены в пространстве и между их проводниками не образуется дополнительных магнитных и электрических связей. В этом случае, чтобы каждая линия была нагружена на согласованное сопротивление. Необходимо выполнить условие:

R_н = N × r_л (4.1.1)

Откуда:

 (4.1.2)

В нашем случае N = 2, R_н = 75 Ом (входное сопротивление фидера), U_г=U_{к max}=U_{к1 гр} =17,032 В (см раздел 3.2).

Подставляя в и (4.1.2) входящие величины имеем:

По техническому заданию мощность на выходе передатчика (на нагрузке) должна быть 6 Вт (с запасом 7,5 Вт) то амплитудные значения напряжения и токав нагрузке можно определить по формулам:

 (4.1.3)

После подстановки численных значений в (4.1.3) имеем:

Амплитудные значения напряжения и тока в линии можно определить по формулам:

 (4.1.4)

Подставив в формулы (4.1.4) требуемые величины, с учётом того, что I_кmax = 1,762 А (см раздел 3.2) получаем:

Отметим, что вторую линию у которой продольное напряжение равно 0 (см рис. 4.1.1) нет необходимости наматывать на феррит, хотя длина этой линии должна быть такой же как и у первой.

Теперь можно рассчитать требуемую продольную индуктивность линии по формуле (4.1.5), при условии a₁ = 0,201 (d=0,0098) берём из [5] таблицы 3.7 стр. 239 при условии, что m=1 и Dа = 0,0436, где Dа – неравномерноть АЧХ в полосе пропускания в дБ.

 (4.1.5)

Подставляя в (4.1.5) необходимые величины получаем требуемую продольную индуктивность линии:

Используя данные конструктивного расчёта (см. раздел 4.2) Можно рассчитать амплитуду магнитной индукции в ферритовом сердечнике по формуле:

 (4.1.6)

В этой формуле S – площадь сечения сердечника, рассчитанная по формуле (4.2.4) и равная 0,225 см², а w - количество витков кабеля (линии), рассчитанное по формуле (4.2.2) и равное 3,5 витка. Поэтому после подстановки в (4.1.6) численных значений имеем:

Далее можно определить удельные тепловые потери в феррите по формуле (4.1.7), где ) уточняется по таблице (4.2.2):

 (4.1.7)

После подстановки численных величин в (4.1.7) получаем:

Далее рассчитывается мощность потерь в объёме ферритового сердечника ЦС по формуле:

 (4.1.8)

В этой формуле используются геометрические размеры ферритового сердечника, определённые в разделе 4.2. Поэтому после подстановки в (4.1.8) численных значений получаем:

Далее определяются потери в линиях ЦС на частоте f по формуле (4.1.9), где a₀ и f₀ берётся из таблицы 4.2.1; n – показатель степени (можно принять равным 0,5…1,0); l_л – геометрическая длина линии, м, рассчитанная по (4.2.5).

 (4.1.9)

Подставив в формулу (4.1.9) численные значения входящих в неё величин получаем:

Теперь, наконец, можно рассчитать КПД ТДЛ, т.е. нашей ЦС по формуле:

 (4.1.10)

После подстановки численных значений в (4.1.10) получаем расчётное значение КПД ТДЛ:

На этом электрический расчёт ЦС заканчивается.

4.2 Конструктивный расчёт

При конструктивном расчёте ЦС необходимо выбрать марку кабеля длинной линии, марку феррита, а также геометрические размеры и самой длинной линии и сердечника на который наматывается длинная линия.

Входными данными для конструктивного расчёта ЦС являются волновое сопротивление линии r_л, рассчитанное по () максимальные амплитудные значения напряжения U_л и тока I_л линии, рассчитанные по (4.1.4), а также выходная мощность, отдаваемая в нагрузку.

Конструктивный расчёт будем вести в соответствии с методикой [5] стр. 226 – 233 для многовитковой конструкции.

Кабель, из которого будет нарезана длинная линия, выбираем в [5] по таблице 3.3 на стр. 224-225, а именно КВФ-37, который имеет следующие параметры:

 

Таблица 4.2.1 Параметры кабеля КВФ-37

Волновое сопротивление, Ом	Погонная ёмкость, пФ/м	Допустимое напряжение, В	Допустимый ток, А	a0, дБ/м	f0, МГц	Конструктивные данные
						а, мм	b, мм	с, мм	Минимальный радиус изгиба, мм	Чертёж сечения
37,5 ± 3	120	145	8	<0,35	60	2,56	1,8	0,78	5	Рис. 4.2.1

 

Диэлектрик – фторопласт e = 2,1

Рис. 4.2.1 Поперечное сечение коаксиального кабеля КВФ - 37

При выборе ферритового сердечника в первую очередь учитывают уровень мощности. При мощности не более 10…30 Вт магнитная индукция В_раб (в теслах) обычно не превышает 0,001. В этом случае марку феррита можно выбрать, например, по [5] таблице 3.4 стр.228 из условия обеспечения добротности Q не ниже 10 на частоте f_в. Желательно, чтобы f_в была близка к f_кр или f_изм (см. [5] табл.3.4). При этом феррит будет иметь наибольшую начальную магнитную проницаемость m_н и, следовательно, будет обеспечиваться большая продольная индуктивность линии L_пр. Размеры (сечение, объем) и число ферритовых колец (или трубок) выбирают из условия требуемой индуктивности L_пр, а так же из возможности размещения линии (или линий) на них.

В нашем случае, подходит феррит марки 50 BHC, который имеет следующие параметры:

 

Таблица 4.2.2 Параметры феррита марки 50 BHC

Марка феррита	Номинальное значение mн	Предельное отклонение mн	fкр, МГц, при Q равной		Q, не менее, при Вf, Тл				fизм, МГц
			50	10	0,001	0,0075	0,01	0,02
50 BHC	50	+10	70	80	300	50	50	150	8,0
50 BHC	50	-5	70	80	160	50	50	150	30

Ферритовый сердечник выберем кольцо (см. рис 4.2.2), размеры которого подберём из стандартного ряда габаритных размеров ферритовых сердечников по [5] таблица 3.5 стр. 230, а именно:

Внешний диаметр D = 18 мм, внутренний диаметр d = 9 мм, высота h = 5 мм.

Рис. 4.2.2 Вид ферритового сердечника (кольцо)

Теперь присутствуют все данные, необходимые для определения количества витков при намотке линии на ферритовый сердечник, которое определяется по формуле (4.2.2):

 (4.2.1)

 (4.2.2)

В этой формуле D_ср – средний диаметр ферритового сердечника, а S - площадь сечения кольца ферритового сердечника, которые подставляются в (4.2.2) в сантиметрах и рассчитываются по формулам:

 (4.2.3)

 (4.2.4)

Подставляя численные значения в формулу (4.2.2) получаем:

Теперь можно определить длину наматываемого кабеля (линии) по формуле, в которой l_хвоста – длина концов кабеля для монтажа:

 (4.2.5)

После подстановки в (4.2.5), численных значений получаем приблизительное значение длины кабеля (линии), наматываемого на сердечник:

По полученной длине линии видно, что она меньше l/4 (которая > 1,78 м) рабочего диапазона, поэтому трансформирующие свойства ТДЛ не будут ухудшаться.

На этом конструктивный расчёт ЦС заканчивается.

5. Расчёт выходного фильтра 5.1 Электрический расчёт

Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзисторов в нелинейном режиме, должны быть ослаблены в нагрузке передатчика (в нашем случае в фидере) до уровня, определяемого международными нормами. Как правило, это обеспечивается выходной колебательной системой ВКС, или попросту говоря, выходным фильтром, установленным после оконечного каскада передатчика.

Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных – второй и третьей, выходной фильтр должен обеспечить в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В этом и состоит основное отличие выходного фильтра от резонансных контуров, межкаскадных цепей связи и т.д.

В передатчиках с коэффициентом перекрытия рабочего диапазона частот K_fп = f_вп/f_нп от 1,1…1,2 до 1,6..1,8 для фильтрации высших гармоник выходную фильтрующую систему ВФС можно выполнить в виде широкодиапазонного неперестраиваемого фильтра. В нашем случае, K_fп = 48×10⁶/42×10⁶ = 1,142, поэтому нет смысла на выходе нашего связного передатчика ставить фильтрующую систему с несколькими переключаемыми фильтрами на отдельные поддиапазоны каждый из которых обеспечил бы K_fi = f_вi/f_нi =1,6…1,8.

Нагрузка выходного фильтра на основной частоте f должна быть близкой к номинальной (в нашем случае это 75 Ом), поэтому перед фидером и выходным фильтром стоит СЦ в виде ТДЛ, которая и трансформирует входное сопротивление фидера в выходное сопротивление оконечного мощного усилительного каскада (см. раздел 3.4).

Для расчёта выходного фильтра воспользуемся методикой, предложенной в [5] стр 293 – 302. и условиями технического задания, которые будут направят выбор фильтра и расчёты входящих в него элементов «на путь истинный» А путь этот, обязательно пройдёт возле «леса» высших гармоник, подавить которые необходимо до уровня 40 дБ.

В качестве ВФС нашего связного передатчика будет использоваться широкодиапазонный неперестраиваемый Чебышевский фильтр нижних частот (без переключаемых «Братьев дровосеков») с параллельным конденсатором С₁ (см. рис. 5.1.1). Зададимся в соответствии с таблицей 3.19 из [5] на стр. 294 неравномерностью АЧХ Dа = 0,0436, уровнем подавления высших гармоник а_ф = 35 дБ (35дБ, а не 40 потому, что вторая (самая сильная из высших) гармоника уже ослаблена в два раза по абсолютной величине, что соответствует ослаблению »6 дБ), частотным диапазоном 42…48 МГц и обратимся к [1] для определения порядка выходного фильтра, предварительно рассчитав нормированную частоту в полосе задержания W_зп, при которой необходимо обеспечить заданное затухание а_ф = 35дБ по формуле:

 (5.1.1)

По [1] определяем с помощью соответствующих графиков порядок нашего выходного Чебышевского фильтра нижних частот, который получается шестым, а также нормированные номиналы входящих в фильтр элементов:

С₁ = 0,8989; L₂ = 1,478; С₃ = 1,721; L₄ = 1,721; С₅ = 1,478; L₆ = 0,8989 (5.1.2)

В том же источнике определяются коэффициенты нормироания для ёмкостей и индуктивностей, входящих в выходной фильтр по формулам:

 (5.1.3)

 (5.1.4)

Домножая нормированные номиналы (5.1.2) на соответствующие коэффициенты нормирования (5.1.3) или (5.1.4) получаем расчётные значения номиналов для элементов входящих в наш выходной фильтр, а именно:

 

С₁ = 39,74 пФ; L₂ = 0,44 мкГн; С₃ = 76,35 пФ; L₄ = 0,513 мкГн; С₅ = 65,34 пФ; L₆ = 0,2679 мкГн (5.1.5)

Рис. 5.1.1 Выходной фильтр Чебышева 6-го порядка

На этом электрический расчёт выходного фильтра закончен.

5.2 Конструктивный расчёт

Главной задачей данного конструктивного расчёта является расчёт геометрии катушек индуктивности входящих в состав выходного фильтра. Это необходимо для выполнения помимо требований к заданной индуктивности, высокой добротности, определённой стабильности, также и требований к электрической прочности, допустимого нагрева, механической прочности и т.д.

В транзисторных ступенях благодаря низким значениям постоянного и переменного напряжений электрическую прочность обеспечить не трудно: расстояния в несколько десятых долей миллиметра между витками достаточно, чтобы напряжённость поля не превышала допустимую: 500…700 В/мм по воздуху и 250…300 В/мм по поверхности керамического или другого подобного каркаса. Вместе с тем ток радиочастоты, протекающий по катушке, может достигать большой величины и вызвать её значительный нагрев.

Конструктивный расчёт спирали цилиндрической проволочной катушки проведём в соответствии с методикой, описанной в [3] стр. 292 – 296.

Уточним расчётное значение индуктивности (см. 5.1.5) катушек с учётом влияния экрана катушки: экран уменьшает индуктивность катушки в соответствии с законом Лоренца. Если диаметр экрана, по крайней мере, вдвое больше диаметра катушки (допустим что в нашем случае это так ), то его влияние не велико и следует принять расчётное значение индуктивности катушек L_расч » (1,1…1,2) L, т.е. получим:

 

L₂ = 0,528 мкГн; L₄ = 0,6156 мкГн; L₆ = 0,32148 мкГн (5.2.1)

Зададимся соотношением длины намотки катушки l к её диаметру D, а именно l/D=0,6, поскольку наши катушки, очевидно, будут диаметром меньше 50 мм.

Диаметр провода катушек выберем исходя из соображений её допустимого нагрева.

В связи с трудностями учёта как степени нагревания катушки (активное сопротивление провода катушки сложным образом зависит от частоты тока f, материала и диаметра провода, диаметра катушки и т.д.), так и разнообразных условий её охлаждения воспользуемся эмпирической формулой для определения диаметра цилиндрических однослойных, с естественным (конвекционным) охлаждением катушек.

 (5.2.2)

В этой формуле d – диаметр провода, мм I – радиочастотный ток, А (действующее значение, т.е. амплитудное значение тока делённое на ); f – частота радиочастотного тока, МГц; DT – разность температур провода и окружающей среды (возьмём DT =30 °С (°К)), К. Подставив в (5.2.2) численные значения, с учётом рассчитанного по (4.1.3) амплитудного значения радиочастотного тока нагрузки имеем:

 (5.2.3)

Из стандартного ряда диаметров провода выбираем самое близкое значение к расчётному, а именно, d = 0,49 мм. Поскольку диаметр провода < 1мм, то для жёсткости и механической прочности катушки необходимо наматывать на керамический сердечник.

Число витков спирали катушек рассчитывается по формуле (5.2.4), где F(l/D) коэффициент формы катушки, представленный на графике 10.3 в [3] (при выбранном для катушек отношении l/D =0,6 - ® по графику F(l/D) = 0,01), Lрасч – расчётное значение индуктивности в мкГн.

 (5.2.4)

Подставив в (5.2.4) численные значения имеем:

 (5.2.5)

Зададимся диаметром 2-ой и 4-ой катушек (см. рис. 5.1.1 и рис 5.2.1) D = 20 мм, а диаметром 6-ой катушки D = 15 мм тогда зная число витков в катушках и заранее заданное l/D =0,6 можем расс читать длину катушек l_к и, соответственно, шаги намоток g по формулам:

 (5.2.6)

Подставляя численные значения в (5.2.6) имеем:

 (5.2.7)

Рис. 5.2.1 Вид катушки индуктивности с сердечником

Теперь можно определить длину провода в катушках по формуле (5.2.8), в которой длину хвоста возьмём 2 см:

 (5.2.8)

Подставив численные значения в (5.2.8) имеем:

 (5.2.9)

На этом конструктивный расчёт выходного фильтра заканчивается.

6. Выбор стандартных номиналов

В характерных радиочастотных каскадах передатчиков (генераторах с внешним возбуждением), применяются разнообразные радиодетали - катушки индуктивности, отрезки полосковых и коаксиальных линий, конденсаторы, резисторы. Но поскольку расчётные значения номиналов получаются очень разные, то требуется подбор наиболее подходящего номинала из стандартных значений, причём не всегда можно обеспечить расчётное значение, поскольку иногда имеются ограничения на количество элементов, на вес и на стоимость радиопередатчика. Но, прежде всего при подборе элемента стандартного номинала нужно учитывать мгновенные амплитудные значения токов и напряжений, протекающих через элементы, мощность, проходящую через элементы, рассеиваемую мощность на элементах, электромагнитную совместимость и диапазот рабочих частот. Отметим также, что поскольку выходной фильтр должен иметь значения номиналов входящих в него элементов в соответствии расчётными, то точность подбора каждой ёмкости обеспечивается посредством параллельного включения двух конденсаторов, один и из которых выбирается чуть меньше рассчитанного номинала (например С₁) а другой подстроечный для точной настройки (например, ).

В нашем оконечном мощном каскаде связного передатчика с ЧМ, в результате расчётов были получены следующие значения номиналов:

Резисторы:

R₁ = 61,17 Ом; R₂ =2,34 Ом; R_доп = 9,478 Ом

 

Конденсаторы:

С_бл = 73,56 пФ; С_бл1 = 39,187 нФ; С_бл2 = 195,95 пФ; С₁ = 39,74 пФ; С₃ = 76,35 пФ; С₅ = 65,34 пФ;

Катушки индуктивности:

L_бл = 14,657 мкГн; L₂ = 0,44 мкГн; L₄ = 0,513 мкГн; L₆ = 0,2679 мкГн;

 

После выбора элементов с номиналами из стандартного ряда:

Резисторы:

R₁ = Ом; R₂ = Ом; R_доп = Ом

Конденсаторы:

С_бл = пФ; С_бл1 нФ; С_бл2 = пФ;

С₁ = 39,74 пФ; С₃ = 76,35 пФ; С₅ = 65,34 пФ;

= пФ; = пФ; = пФ;

 

Катушки индуктивности:

L_бл = мкГн; L₂ = мкГн; L₄ = мкГн; L₆ =мкГн;

Заключение

На сегодняшний день все вопросы касающиеся радиосвязи и средств её непосредственного обеспечения очень актуальны, тем боле, что радиосвязь с каждым днём всё глубже проникает во все сферы деятельность человека, и позволяет оперативно передавать информацию от абонента к абоненту, практически мгновенно, минуя огромные расстояния.

Обслуживание уже существующих средств обеспечения радиосвязи и разработка новых лежат на плечах радиоинженеров всего мира, тем более что с каждым днём всё острее идёт борьба за освоение новых диапазонов рабочих частот и методов кодирования (сжатия) и декодирования информации в реальном масштабе времени при передаче её посредством радиосвязи.

Освоение большого количества материала при подготовке радиоинженеров занимающихся вопросами радиосвязи обязательно должно сопровождаться и достаточным количеством практической деятельности, для более полного понимания проблематики изучаемого вопроса. Одним из видов практической деятельности является курсовое проектирование, основной задачей которого является упорядочение полученных знаний в процессе самостоятельной разработки, например какого-либо блока РПУ.

Таким образом, в ходе выполнения данной курсовой работы был спроектирован оконечный мощный каскад связного передатчика с ЧМ, который полностью удовлетворяет техническим требованиям, описанным в задании на проектирование. Поскольку для проектирования даже такой малости, как всего лишь выходного каскада, требуется детальная проработка учебной и методической литературы, то выполнение данной работы позволило подробней изучить материал курса радиопередающих устройств, а значит, внесло свою лепту в процесс обучения и в будущем, полученный ценный практический опыт обязательно пригодится в будущей инженерной деятельности, которая и является основной целью обучения на рдиотехническом факультете.

Другими словами, больше знаний, больше дела, дабы жизнь зря не летела!!!

Библиографический список

 

Литература: [1], [2], [3], [4], [5], [6].

1.  Ханзел Г. Е. Справочник по расчёту фильтров. США, 1969: Пер. с англ. под ред. Знаменского М.: Сов. Радио, 1974.

2.  Аксёнов А.И., Нефёдов А.В. «Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. Конденсаторы. Резисторы»: Справочник. – М.: Радио и связь. 1995. – 272 с.: ил. – (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1203). ISBN 5-256-01181-2.

3.  Шумилин М. С., Козырев В. Б., Власов В. А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков: Учебное пособие для техникумов. М.: Радио и связь, 1987.

4.  Радиопередающие устройства: Методические указания по курсовому проектированию. Л. И. Булатов, Б. В. Гусев, Ф. В. Харитонов. Екатеринбург; УПИ, 1992.

5.  Проектирование радиопередатчиков: Учебное пособие для вузов/ В. В. Шахгильдян, М..С. Шумилин, В.Б. Козырев и др.Ж Под ред. В. В. Шахгильдяна. – 4-е изд., перераб. И доп. – М.: Радио и связь, 2000 – 656 с. ил. ISBN 5-256-01378-5.

6.  Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л. А. Белов, М. В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М. В. Благовещенского, Г. М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. – 408с., ил.