Вихідний інвертор

4.   Вихідний інвертор

 

Вихідний інвертор побудований по півмостовій схемі. Навантаження підключається до середньої точки конденсаторного дільника C2 C4, C3 C5 та виходу інвертора (колектор VT13).

Ключовими елементами каскаду є силові транзистори VT12, VT13. керування роботою здійснюється за допомогою мікроконтроллера.

Даний вузол забезпечує дуже хороше наближення напруги до синусоїдальної. Це дозволило виконати два силових ключа VT12, VT13 на біполярних транзисторах з ізольованим затвором (IGBT), котрі працюють в лінійному режимі. Їх почерговим відкриттям керують прямокутні імпульси, що поступають в протифазі від контролеру DD1. Ці імпульси проходять ланки, що формують з них сигнал, який подібний по формі до півперіода синусоїди і подаються на затвори VT12, VT13.

Індуктивність L4 забезпечує згладжування фронтів вихідних імпульсів з інвертора.

5.   Схема байпасу

 

Схема байпасу призначена для швидкого перемикання навантаження на роботу від мережі або на роботу від акумуляторної батареї. Перемикання здійснюється за допомогою реле K1, яке керується мікро контролером. Конденсатори C52, C53 служать запобіганню виникнення іскри і підгорянню контактів реле при переключеннях.

Для забезпечення кращої форми вихідної напруги та запобіганню попадання електромагнітних завад від ДБЖ в навантаження служить фільтр C56, L6, C59.

6.   Вузол керування

 

Вузол керування роботою ДБЖ виконаний на мікроконтролері DD1-ATTiny 261. Функціональна схема контролера приведена на рис. 1.4.4.

Рис. 1.4.4. Функціональна схема ATTiny26.

Для синхронізації роботи ДБЖ з мережею використовується вимірювальний трансформатор T4, вихідний сигнал з якого випрямляється та подається на входи АЦП мікроконтролера. Для вимірювання струму який споживається навантаженням використовується трансформатор струму T5. Його вихідний сигнал випрямляється і подається на вхід АЦП мікроконтролера. Загальний алгоритм роботи МК вписується в алгоритм роботи всього ДБЖ.

Після включення вмикача SA1 („Вкл.”) на вхід DA6 поступає постійна напруга з акумулятора. DA6 формує на виході +5В, необхідних для живлення мікроконтролера.

Мікроконтролер, після подачі на нього живлення, починає проводити вимірювання напруги акумуляторної батареї, а також вмикає реле K2, тим самим під’єднавши ДБЖ до мережі. Далі МК вимірює напругу мережі. Якщо напруга мережі не в межах норми, то МК дає команду на перемикання на роботу від акумулятора. Коли ж ні напруга акумулятора, ні напруга мережі не відповідає нормам, то МК здійснює повне відключення навантаження від мережі.

При нормальному функціонуванні від мережі МК постійно слідкує за мережею і підганяє фазу вихідного сигналу від інвертора до фази сигналу з мережі. Це потрібно для того, щоб у разі зникнення напруги мережі переключення на роботу від АБ пройшло з найменшими втратами.

Відповідно при відновленні напруги в мережі, МК спочатку робить підгонку фази вихідного сигналу з інвертора до сигналу з мережі, а тільки потім відбувається переключення на роботу від мережі.

Для запобігання попадання завад з ДБЖ у мережу поставлений мережевий фільтр C54, C55, C56, L5, C58.

Зв’язок мікроконтролера з ПК здійснюється через стандартний інтерфейс RS-232 (Com port). Інтерфейс виконаний з оптоізоляцією, що збільшує електробезпеку при роботі з ДБЖ.

Для індикації режимів роботи ДБЖ використовується індикатори HL1 – „Мережа”, HL2 - „~220В”, HL3 - „АБ ≤10.5В”.

1.5. Розробка и розрахунок окремих вузлів

схеми электричної принципової.

1.5.1. Електричний розрахунок схеми зарядного пристрою.

За базову схему для зарядного пристрою візьмемо схему однотактного зворотно ходового перетворювача напруги.

Рис. 1.5.1 Принципова схема зарядного пристрою.

Це доцільно тим, що потрібно відносно невелику потужність Р_вих.=100Вт для того, щоб заряджати акумулятори. Також ця схема приваблива простотою та дешевизною, порівняно з такими схемами як півмостова чи прямоходова. Скористаємося методикою розрахунку представленою в [5].

Вихідні дані для розрахунків. Таблиця 1.5.1.

Параметри	Позначення	Значення
Мінімальна змінна вх. напруга		85В
Максимальна змінна вх. напруга		270В
Частота мережі		50Гц
Максимальна вих. потужність		100 Вт
Мінімальна вих. потужність		1Вт
Вихідна напруга		13,8В
Пульсації вихідної напруги		0,05В
Напруга відбиття первинної обмотки		100В
Прогнозований ККД		0,84
Пульсації вх. постійної напруги		10В
Напруга живлення ІМС		12В
Кількість оптопар		1

Розрахуємо характеристики вхідного діодного моста та конденсатора.

Максимальна вхідна потужність:

 ;

Знайдемо максимальне значення струму через діод ний міст VD1:

;

Розрахуємо максимальне значення напруги на діодному мосту:

;

Знайдемо параметри вхідного конденсатора C6:

;

,

де: V_DCminPK мінімальне амплітудне значення вхідної напруги, V_DCmin мінімальне значення вхідної напруги з урахуванням пульсацій.

Знайдемо час розряду конденсатора C6 за половину періоду:

;

Розрахуємо потужність, що береться з конденсатора за час розряду:

;

Знайдемо мінімальне значення ємності C6:

;

 

Розрахунок трансформатора T2

 

Знайдемо максимальний струм через первинну обмотку трансформатора T2:

,

де D_max=0,5, скважність імпульсів на первинній обмотці.

Розрахуємо максимальний струм через демпферний діод VD7:

 

;

Визначимо початкову індуктивність первинної обмотки при максимальному циклі:

;

Виберемо тип осердя трансформатора з продукції фірми Epcos. Вибираємо осердя : E3211619

Параметри осердя . Таблиця 1.5.2.

Параметр	Позначення	Значення
Індуктивність одного витка	AL	24,4нГн
Площа вікна	AN	108,5мм2
Ширина осердя	S	0,5мм
Площа перерізу осердяа	Ae	83мм2
Довжина середньої лінії	IN	64,6мм
Ваговий коефіцієнт потужності (при 100кГц)	PV	190мВт/г
Індукція насичення осердя	Bmax	0,2Т...0,3Т
Маса	m	30г

Знайдемо кількість витків первинної обмотки :

,

Приймаємо N_p рівним 24 витки.

Визначимо кількість витків вторинної обмотки :

,

де: V_FDiode спад напруги на діоді. Візьмемо N_S=4 витки.

Знайдемо кількість витків додаткової обмотки :

;

Приймаємо N_AUX=4 витки.

Розрахуємо реальну індуктивність первинної обмотки:

;

Знайдемо максимальний реальний струм через первинну обмотку T2 :

;

Вирахуємо максимальну реальну індукцію трансформатора:

, B<B_max ;

 

Знайдемо площу перерізу з урахуванням кількості витків обмотки N_p:

;

Конструкція трансформатора для осердя E3211619:

 

З таблиці даних осердя E3211619 : BW_max=20,1мм – максимальне значення ширина обмотки з осердям ; М=4мм мінімальна рекомендована значення ширини обмотки з осердям.

Визначимо ефективне значення ширини обмотки з осердям:

,

 

Вибираємо коефіцієнт заповнення вікна трансформатора обмотками :

Первинна – 0,5

Вторинна – 0,45

Допоміжна – 0,05

Коефіцієнт заповнення міді з таблиці даних осердя : f_Cu=0,2…0,4. Виберемо f_Cu=0,3:

Розрахуємо площу перерізу провідника первинної обмотки T1:

;

Приймаємо діаметр проводу для первинної обмотки d_P=0.64мм (22 AWG)

Розрахуємо площу перерізу провідника вторинної обмотки T1:

 

.

Приймаємо діаметр провідника d_S=2×0,8 мм (2×20 AWG).

Розрахуємо площу перерізу провідника додаткової обмотки:

 

Приймаємо діаметр провідника d_AUX=0,64мм (22 AWG).

 

Розрахуємо параметри вихідного діода VD11.

 

Визначимо максимальну зворотню напругу на діоді:

;

Визначимо максимальний імпульсний прямий струм через діод:

;

Визначимо максимальний імпульсний прямий струм через діод з урахуванням коефіцієнта заповнення:

;

Розрахуємо параметри вихідного конденсатора С36.

 

Максимальна імпульсна нестабільність вихідної напруги напруги V_out=0,5В, при кількості періодів тактової частоти : n_cp=5.

Визначимо максимальний вихідний струм:

;

Мінімальна ємність конденсатора C36 дорівнюватиме :

;

Вибираємо конденсатор на 2200мкФ – 25В.

 

Розрахунок демпферної ланки : C23,R26,VD7

 

Знайдемо напругу на демпферні ланці:

,

де V_(BR)DSS – максимально допустима напруга втік-витік транзистора.

Для розрахунку демпферної ланки необхідно знати індуктивність розсіювання (L_LK) первинної обмотки, котра дуже сильно залежить від конструкції трансформатора. Тому приймемо значення індуктивності розсіювання на рівні 5% від первинної обмотки.

.

Знайдемо ємність конденсатора C23 демпферної ланки:

.

Приймаємо С23=470пФ.

Знайдемо опір резистора демпферної ланки R26:

.

Приймаємо R26=1,2кОм.

 

 

Розрахунок втрат

Визначимо втрати на діоді VD1:

;

Визначимо опір первинної обмотки:

;

Визначимо опір первинної обмотки:

,

де: з довідника питомий опір міді P₁₀₀=0,0172Ом×мм²/м.

Визначимо втрати в міді в первинній обмотці:

;

Визначимо втрати в міді в вторинній обмотці:

;

Знайдемо сумарні втрати в первинній та вторинній обмотках трансформатора:

;

Обчислимо втрати на вихідному діоді VD11 :

;

Втрати на силовому транзисторі

 

З таблиці характеристик транзистора маємо: C₀=50пФ – вихідна ємність втік-витік транзистора; R_DSon=1,6Ом (150 С⁰) – вихідний опір втік-витік транзистора.

Розрахунок проведемо при вхідній напрузі V_DCmin=110В;

 

Знайдемо втрати при включенні транзистора:

,

де f=100кГц – робоча частота перетворювача.

Знайдемо втрати при виключенні транзистора:

;

Визначимо втрати на опорі втік-витік при відкритому транзисторі:

;

Підрахуємо загальні втрати на транзисторі :

;

Розрахунок ланки зворотнього зв’язку

 

З таблиці вихідних даних мінімальна напруга стабілізації керованого стабілітрона TL431 рівна V_REF=2,5В,а його мінімальний струм стабілізації I_kAmin=1мА.

З вихідних даних оптопари TLP521 її спад напруги на діоді V_FD=1,2В; максимальний прямий струм через діод I_Fmax=10мА;

З вихідних даних мікросхеми UC3842 опорна напруга рівна V_Refint=5,5В; максимальна напруга зворотнього зв’язку дорівнює V_FBmax=4,8В, а внутрішній опір - R_FB=3,7кОм.

Знайдемо максимальний вхідний струм DA2:

 

;

Розрахуємо мінімальний вхідний струм DA2:

;

Схема ланки зворотнього зв’язку представлена на рис. 1.5.2.

Рис. 1.5.2. Схема ланки зворотнього зв’язку на

керованому стабілітроні TL431.

Знайдемо величину опору резистору R56:

,

де R57=4,99кОм, а R58=5кОм – рекомендовані значення з таблиці характеристик TL431.

Визначимо опір резистора R54:

,;

 

Рис. 1.5.3. Структурна схема всієї ланки зв’язку.

Розрахуємо перехідні характеристики схеми.

Внутрішній коефіцієнт передачі DA2:

;

Внутрішній коефіцієнт передачі дільника ланки зворотнього зв’язку :

;

Знайдемо коефіцієнт передачі силової частини:

;

,

де Z_PWM – крутизна характеристики ΔV_FB / Δl_D;

Коефіцієнт передачі вихідного фільтра:

,

де R_ESR – ємнісний опір конденсатора.

Коефіцієнт передачі ланки регулятора:

;

Перехідні характеристики при мінімальному та максимальному навантаженні :

Визначимо вихідний опір блока живлення при максимальному навантаженні:

;

Визначимо вихідний опір блока живлення при мінімальному навантаженні:

;

Знайдемо частоту зрізу при максимальному навантаженні:

,

а також мінімальному навантаженні:

;

Коефіцієнт передачі ланки зворотнього зв’язку :

, ;

Коефіцієнт передачі дільника ланки зворотнього зв’язку:

 ;

Вихідний імпеданс на відрізку часу t­_on:

;

;

Коефіцієнт передачі на граничній частоті:

,

де: R_L=3,6Ом – вихідний індуктивний опір, L_P=12,6мкГн – індуктивність первинної обмотки трансформатора, f_g=3000Гц – частота на якій проводиться розрахунок, f₀=76,18 – гранична частота при максимальному навантаженні .

 

 

;

;

Загальний коефіцієнт передачі:

;

Оскільки G_S(ω)+G_r(ω)=0, то:

;

Звідси знайдемо коефіцієнт передачі ланки регулятора:

G_r(ω)=0-(- G_S(ω))=17,2дБ;

Коефіцієнт передачі регулятора:

;

;

Звідси знайдемо опір резистора R55:

Нижня частота передачі ланки зворотнього зв’язку при C37=0:

;

Знайдемо ємність конденсатора C37:

;