Навигация
Напряжение смещение нуля и его дрейф
44077
знаков
0
таблиц
14
изображений
1.3. Напряжение смещение нуля и его дрейф
При разработке усилителя обычно задают начальный (исходный) уровень входного сигнала и диапазон его изменения в определенном частотном диапазоне. Как частный случай начальный входной сигнал может быть равен нулю (Uвх нач = 0). Этому начальному сигналу должен соответствовать какой-то выходной сигнал. Частный случай выходного сигнала – Uвых = 0 при Uвх нач = 0, что можно добиться в результате использования нескольких источников питания, различных схемных решений, подобных, например, тем, которые использованы в операционных усилителях. Для более простых схем исходное выходное напряжение (Uвых при Uвх нач) обычно отличается от нуля. Например, в схемах рисунков 6.1 и 6.2 оно будет равно напряжению на коллекторе второго транзистора при Uвх = Uвх нач. В разделе 3.4 показана зависимость этого напряжения от разброса номиналов резисторов и параметров транзистора доже для одного каскада. Конечно, можно опытным путем определить величину выходного напряжения при подаче на вход исходного начального сигнала и последующие изменения определять относительно этого значения. Но при большом количестве экземпляров однотипных усилителей такой подход будет нерациональным. Обычно указывают определенную величину выходного напряжения при исходном уровне входного. Ее определяют на основе статистических измерений и расчетов.
Каждый экземпляр усилителя может иметь индивидуальное выходное напряжение (при Uвх нач = 0), отличающееся от нормативного. Это отклонение называют напряжением смещения нуля. Объяснение такому наименованию следует искать в операционных усилителях – наиболее массовом типе УПТ. У них за начальный уровень входного сигнала принято напряжение, равное нулю, а соответствующее выходное при двуполярном симметричном питании также должно быть равно нулю. Поэтому для них напряжение смещения нуля – это напряжение на выходе при закороченном (нулевом) входе, причем оно отсчитывается относительно земли (нуля).
Более выгодным является пересчет напряжения смещения нуля во входную цепь:
, (6.2)
где Ucм вх – приведенное (ко входу) напряжение смещения нуля;
Uсм вых – напряжение смещения нуля на выходе усилителя;
К – коэффициент усиления.
Можно считать что это напряжение всегда приложено ко входу УПТ (рисунок 6.3), вызывая появление на выходе дополнительного напряжения, не обусловленного входным полезным сигналом.
Рисунок 6.3. УПТ с источником напряжения смещения нуля, приведенного ко входу
Такой подход сразу же показывает один из методов борьбы с напряжением смещения нуля – надо на вход усилителя подать (кроме входного полезного сигнала) еще дополнительное напряжение, по величине равное Uсмвх, но противоположное ему по знаку. Дополнительное напряжение скомпенсирует Uсм вх и изменение выходного напряжения будет отображать изменение входного информационного сигнала. В операционных усилителях, которые, как было указано выше, являются самыми распространенными типами УПТ, приводимые в технической литературе значения напряжения смещения нуля являются напряжения смещения нуля, приведенными ко входу. В определении этого параметра операционных усилителей, указывается, что Uсм – это то напряжение, которое необходимо подать на вход в отсутствии информационного сигнала, при котором выходное напряжение становится равным нулю.
Большим недостатком УПТ прямого усиления, которое резко сужает их область применения, является зависимость их характеристик и параметров от дестабилизирующих факторов – температуры, напряжения источника питания, сопротивления нагрузки и т.п. Их влияние, прежде всего, проявляется в нестабильности положения рабочей точки. Подобная зависимость наблюдается и в каскадах усилителей переменного тока (см. разделы 3). Однако в них она не приводила к ухудшению параметров всей схемы. Даже если рабочая точка какого-либо каскада и изменилась, то это изменение не сказывалось на рабочей точке последующих каскадов, так как элементы межкаскадной связи (конденсаторы, трансформаторы) не пропускали на вход последующих каскадов постоянную составляющую. Поэтому никаких дополнительных мер, кроме стабилизации точки покоя отдельного каскада, в усилителях переменного тока обычно не предпринимается.
Для УПТ прямого усиления изменение напряжения на входе первого каскада (неважно, по каким причинам – из-за изменения входного полезного сигнала или из-за изменения положения рабочей точки, например, в связи с изменением температуры, старения элементов или любых других дестабилизирующих факторов) усиливается этим и последующими каскадами. Это приводит к тому, что даже при отсутствии входного сигнала и компенсации Uсм вх напряжение на выходе УПТ изменяется. Это явление получило название дрейфа нуля. Характеристика дрейфа для наиболее значимых дестабилизирующих факторов обычно приводится в технической документации на УПТ. Например, в параметрах операционных усилителей имеется показатель изменения напряжения смещения нуля при изменении температуры на один градус.
Напряжение дрейфа на выходе усилителя, даже при компенсации Uсм, может оказаться одного порядка с напряжением сигнала или даже больше его. Поэтому наряду с такими методами уменьшения дрейфа, как стабилизация напряжения источников питания, применение глубокой отрицательной обратной связи и другие, используют сугубо схемотехнические меры, связанные с рациональным выбором элементов и построением самих схем усиления.
Основными методами повышения устойчивости УПТ являются:
1. Применение балансных (мостовых) схем.
2. Преобразование постоянного напряжения в переменное и усиление переменного напряжения с последующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала – МДМ).
1.4. Балансные схемы УПТ
Балансные УПТ строятся на основе схемы сбалансированного четырехплечного уравновешенного моста: два одинаковых усилительных элемента, работающие в идентичном режиме, образуют два плеча моста, а другими двумя плечами являются два одинаковых резистора Rк в их коллекторной цепи. Каскады могут быть выполнены как на основе биполярных, так и полевых транзисторов. Типовая балансная схема транзисторного УПТ приведена на рисунке 6.4.
Рисунок 6.4. Балансная схема УПТ
Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются коллекторные резисторы Rк и внутренние сопротивления транзисторов VTI и VT2. Резисторы Rб1 и Rб2 входят в делители напряжения источника витания и служат для выбора исходного режима работы транзисторов. В объединенную эмиттерную цепь включен резистор Rэ. К одной из диагоналей поста подведена напряжение источника питания Ек, а с другой – снимаются выходное напряжение (нагрузку каскада подключают между коллекторами транзисторов):
(6.3)
Для нормальной работы схемы необходима полная симметрия плеч. В этом случае в исходном состоянии (до поступления входного сигнала) мост окажется сбалансированным, а напряжение на его выходе будет равно нулю. Реально симметрия достигается, прежде всего, выбором согласованной пары (идентичных) транзисторов и вспомогательных элементов каскада (резисторов цепей смещения, стабилизации и т.п.). Нередко используются транзисторные сборки, в которых оба активных элемента выполняются в едином технологическом процессе на одной подложке, в непосредственной близости друг от друга. Если в схеме обеспечена абсолютная симметрия, то выходное напряжение не изменяется из-за действия дестабилизирующих факторов (температуры и других внешних факторов).
При полной симметрии плеч токи покоя обоих транзисторов, а также их отклонения в случае изменения режима (например, при изменении напряжения Ек изменении температуры и т. п.) имеют равную величину. Потенциалы коллекторов при этом также равны или получают одинаковые приращения напряжений. Поэтому при одинаковом воздействии дестабилизирующих факторов на оба транзистора одновременно баланс моста не нарушается и выходное напряжение не появляется, т.е. напряжение дрейфа равно нулю.
При подаче входного сигнала любой полярности состояние транзисторов меняются в разных направлениях (один транзистор приоткрывается, другой призакрывается), так как на их базы действуют разные по знаку напряжения. Мост разбалансируется. Следовательно, потенциалы коллекторов транзисторов получают одинаковые по величине, но противоположные по знаку приращения. Появляется выходное напряжение, величина и полярность которого зависят только от величины и полярности входного напряжения. Таким образом, амплитудная характеристика балансной схемы принципиально не должна отличаться от прямой линии, проходящей через начало координат.
Вместе с тем на резисторе Rэ не создается напряжение обратной связи для переменных составляющих токов ∆Iэ1и ∆Iэ2, вызванных действием полезного сигнала. Это объясняется тем, что токи эмиттеров обоих транзисторов под воздействием сигнала получают равные, но противоположные приращения (∆Iэ1= – ∆Iэ2) так как потенциалы баз всегда противоположны друг другу (когда на базу VT1 от источника сигнала подается плюс, на базу VT2 – минус и наоборот). Следовательно, коэффициент усиления схемы не уменьшается.
Обратите внимание на то, что входное и выходное напряжения не связаны с потенциалом земли (общим проводом). Конечно, можно оперировать напряжением на каждом из таких входов или выходов по отношению к земле, однако в таких случаях принято использовать понятия дифференциального и синфазного напряжений. Дифференциальное напряжение представляет собой разность входных (выходных) напряжений:
Uдиф = U1 – U2.
Синфазное напряжение можно определить как полусумму напряжений:
. (6.4)
В таком случае напряжения на входе балансного усилителя можно представить следующим образом (рисунок 6.5).
Рисунок 6.5. Дифференциальное и синфазное напряжение
Дифференциальное напряжение равно нулю, если два входа каскада соединить между собой. В таком случае все входное напряжение представляет собой синфазное входное напряжение. В полностью сбалансированном балансном каскаде в этом случае выходное напряжение будет равно нулю, причем для любого значения синфазного сигнала. Таким образом, балансные усилители усиливают только дифференциальную составляющую и не усиливают синфазную составляющую.
При рассмотрении балансовых схем выделяют дифференциальные и синфазные коэффициенты усиления. Их величину можно определить таким образом.
При подаче на входы двух одинаковых, но противоположных по знаку напряжений (в этом случае синфазное напряжение равно нулю) транзисторы работают в противофазе. Поэтому при одинаковом воздействии на каждый из транзисторов одинакового напряжения баланс моста не нарушается и выходное напряжение не появляется. Воздействие дифференциальной составляющей приводит к разбалансу моста и было описано выше.
В реальных балансных схемах всегда имеется некоторая асимметрия. Поэтому напряжение дрейфа на выходе полностью не исчезает. Однако дрейф нуля в балансных схемах определяется разностью токов обоих транзисторов и поэтому значительно меньше, чем в обычных схемах прямого усиления. Также на выходе появляется сигнал, определяемый синфазной составляющей входного сигнала.
Похожие работы
... всегда должен быть более положительным, чем на другом, а просто указывает относительную фазу выходного сигнала. Применение сильной ООС снижает усиление и обеспечивает его стабильность. Усилитель постоянного тока Дано: , , , . ,где R1 – входное сопротивление, влияющее на Kу схемы. R2 – компенсация токов смещения ОУ, R3 – параллельная, отрицательная обратная связь по напряжению. ...
... В настоящее время в качестве термокомпенсирующего элемента обычно используется диод в прямом смешении, включенный в цепь базы транзистора. Принцип построения таких устройств практически одинаков для усилителей постоянного и переменного тока. Все рассмотренные выше УПТ имеют большой температурный дрейф (eдр составляет единицы милливольт на градус). Кроме того, в них отсутствует зримая компенсация ...
... импульсов tu при неизменном среднем моменте на валу двигателя. В зависимости от соотношения электромагнитной постоянной времени обмотки якоря tя и величины Тu, от схемы управления, момента нагрузки и тока в цепи якоря возможны два основных режима работы двигателя при импульсном управлении: режим прерывистого тока и режим непрерывного тока. Режим прерывистого тока возможен при tя< Тu и ...
... = 5.3 Ом5. ВЫБОР СОПРОТИВЛЕНИЙСопротивление обратной связи должно удовлетворять условию R6 Uвых max*0.01/I ОУ вх, гдеI ОУ вх ― входной ток операционного усилителя I ОУ вх = I1 = 40 нА R6 = 8.49*0.01/40*10 = 2.12 МОмСопротивление обратной связи R6 не должно превышать предельного значения 2.12 МОм. Из ряда Е2 сопротивлений выбираем сопротивление R6 = 180 кОм с точностью ...
0 комментариев