Управляемые напряжением четырехквадрантные перемножители

5 Управляемые напряжением четырехквадрантные перемножители

В предлагаемых ниже схемах четырехквадрантных перемножителей использованы результаты вышеприведенного анализа и рекомендации. В качестве активных компонентов использованы транзисторы, содержащиеся в АВМК.1, выпускаемого НПО «Интеграл» (г. Минск), а также АБМК НПО «Пульсар» (г. Москва).

На рисунке 5.1 приведена схема АП, выполненная на транзисторах НПО «Пульсар». Напряжение питания схемы составляет ±15 В, поэтому масштабирующие резисторы R1 и R2 выбраны 10 кОм, что позволило снизить погрешность ПНТ до 0,01 %. Для снижения погрешности за счет объемных сопротивлений баз транзисторов выполнено соответствующее масштабирование площадей транзисторов множительного ядра и логарифмирующих диодов. Для приведения парафазных токовых выходов АП к одиночному использована схема «перегнутого каскода» [4, 14] с компенсацией частотных свойств p-n-p-транзисторов. В выходном каскаде предусмотрена возможность балансировки нуля с помощью резистора R_БАЛ.

Рис. 5.1. Упрощенная принципиальная электрическая схема

высоковольтного АП с повышенной линейностью

Результаты моделирования схемы АП (рис. 5.1) приведены на рисунках 5.2 и 5.3. Оценка погрешности перемножения производилась в режиме «квадратора», когда на входы X и Y перемножителя подавался один и тот же сигнал. Отклонение от линейности определялось как разность между идеальным (математическим) возведением в квадрат того же сигнала с соответствующим масштабным коэффициентом, отнесенным к максимальному выходному напряжению АП в заданном диапазоне изменения входного напряжения.

Рис. 5.2. Погрешность перемножителя (рис. 5.1) в режиме квадратора

Рис. 5.3. Частотная характеристика АП (рис. 5.1)

Погрешность перемножителя в режиме квадратора не превышает ±0,01 % в диапазоне входных напряжений ±10 В.

Частотная характеристика АП исследовалась на нагрузке сопротивлением 50 Ом. Отметим, что частота среза АЧХ собственно множительного ядра (при токовом выходе) составляет 1,5 ГГц при сопротивлении нагрузки 50 Ом. Снижение полосы пропускания (до 1 ГГц) обусловлено низким качеством транзисторов p-n-p-типа, однако использование схемотехнического способа снижения влияния емкости коллектор-база p-n-p транзисторов дает вполне приемлемый результат по полосе пропускания [14].

Рис. 5.4. Упрощенная принципиальная схема низковольтного АП

Аналогично предыдущему случаю исследовались характеристики низковольтного АП (рис. 5.4), выполненного на транзисторах АБМК.1 (НПО «Интеграл»). Его погрешность в режиме квадратора не превышает ±0,008 % в диапазоне входного напряжения ±1 В (рис. 5.5).

Рис. 5.5. Погрешность низковольтного перемножителя в режиме квадратора

Амплитудно-частотные характеристики каналов X и Y приведены на рисунке 5.6 (нижний график), разность фаз между каналами перемножителя – на верхнем графике. Разность фаз между каналами не превышает ±0,1^о вплоть до частоты 100 МГц, что позволяет использовать такие перемножители в синхронных узкополосных фильтрах [15, 16].

Рис. 5.6. Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики

низковольтного АП

Принципиальная электрическая схема низковольтного АП на основе элементной базы АБМК НПО «Интеграл» приведена на рисунке 5.7. На ней показаны реальные элементы (транзисторные ячейки Джильберта), часть транзисторов которых не используется. Также показаны неиспользуемые полевые транзисторы, интегрированные при изготовлении с боковыми транзисторами p-n-p-типа [13]. Такое представление схемы при моделировании позволяет учесть влияние паразитных элементов, существующих на подложке АБМК, и получить результаты, адекватные практической реализации. Эта схема АП выпущена в виде опытной партии, и ее характеристики практически полностью совпадают с параметрами АП AD834 фирмы Analog Devices.

Важным параметром АП является частотная характеристика по каналам Х и Y. Причем, если АП используется в качестве балансного перемножителя или фазового детектора, важным становится и такой параметр, как согласованность фазовых характеристик каналов. Действительно, если между каналами существует фазовый сдвиг j, то при подаче на входы опорного и измерительного сигнала с заведомо известным фазовым сдвигом p/2 напряжение на выходе АП может быть представлено как

.

Постоянная составляющая в этом случае может быть представлена через синус дополнительного угла:

,

если фазовый сдвиг j достаточно мал.

В этом случае погрешность выделения фазы пропорциональна фазовому сдвигу между каналами. Например, при j = 1^о погрешность, отнесенная к максимальному выходному напряжению, составит 1,74 % [3]. Справедливым оказывается и обратное утверждение – погрешность линейности перемножителя порождает дополнительное постоянное напряжение на выходе, которое эквивалентно фазовой погрешности. В лучших зарубежных образцах АП [17, 18] рассогласование фаз между каналами нормируется на частоте 3,58 МГц и составляет 0,2^о. В общем случае рассогласование фазочастотных характеристик (ФЧХ) каналов начинает существенно увеличиваться вблизи частоты среза. Коррекцию ФЧХ можно осуществить двумя способами – введением запаздывания в одном из каналов или опережения – в другом. Вводить запаздывание целесообразно в том случае, если частоты среза в каналах отличаются несущественно, чтобы общая полоса пропускания АП изменилась незначительно.

Рис. 5.7. Принципиальная электрическая схема низковольтного АП

на основе элементной базы АБМК НПО «Интеграл»

Таблица 5.1

Характеристики аналоговых перемножителей

В таблице 5.1 приведены параметры аналоговых перемножителей, выпускаемых отечественной и зарубежной промышленностью и разработанных на основе рассмотренных методов. Характеристики разработанных АП получены по результатам моделирования. Статистичекие исследования в среде PSpice, проведенные по методу Монте-Карло и для наихудшего случая для разброса параметров компонентов ± 5 %, показывают, что параметры ухудшаются не более чем в 3 раза.

Особое место в ряду рассматриваемых АП занимают перемножители для очень низкого напряжения питания – не более ± 1,5 В. В этом случае на возможность использования линеаризующих цепей накладываются ограничения по синфазному сигналу. Так, если в качестве базовой взять схему АП, приведенную на рисунке 2.2, допустимый диапазон изменения сигнала на входах можно определить следующим образом.

Диапазон допустимого синфазного сигнала для различных полярностей сигнала Х:

– для положительной полярности

– для отрицательной полярности

,

где U_ИТ – падение напряжения на источнике тока I₀, поэтому меньшее по абсолютной величине значение и будет определять допустимый синфазный диапазон входного напряжения.

Допустимое синфазное напряжение для входа Y также различно для положительной и отрицательной полярности напряжения U_Y:

– для отрицательной полярности

– для положительной полярности

.

Для обеспечения максимально возможного диапазона линейного изменения выходного напряжения необходимо выполнить условие:

Легко показать, что при напряжениях питания ±15 В и токе I₀ = 0,5 – 2 мА реально обеспечить возможность работать с напряжениями  но при низких напряжениях питания (например, ±5 В) эти напряжения не могут быть больше 1-2 В, а при напряжении питания ±1,5 – всего лишь 50-100 мВ.

При построении перемножителей напряжения на основе транзисторов, выполненных по технологии SiGe (кремний на германии) [20], имеющих, как правило, очень низкое пробивное напряжение, проблема применения линеаризующих цепей стоит наиболее остро. Очевидно, что применение линеаризации в ПНТ требует увеличения напряжения питания на один-два перехода база-эмиттер, что не всегда допустимо.

При исследовании АП, выполненного на основе транзисторов SGB25 (npnVp) [20] с максимальным напряжением U_КЭ< 3 В по схеме АП (рис. 2.2), были получены следующие результаты.

Линейность перемножителя оценивалась следующим образом. На один из входов, например Y, подавалось постоянное напряжение, а на вход X – изменяющееся в заданном диапазоне. Изменяющееся напряжение подается дифференциально, а оценка линейности производится следующим образом:

 %,

где U_ВЫХ – парафазное выходное напряжение перемножителя; U_Х – дифференциальное входное напряжение, К – масштабный коэффициент перемножителя.

Результаты моделирования (в среде Cadence) при U_Y = 100 мВ и U_X= ± 100 мВ и R_Н = 50 Ом приведены на рисунке 5.8. Максимальное выходное напряжение составляет 22 мВ, что соответствует масштабному коэффициенту преобразования К = 4,5. Отклонение от линейности составляет ± 0,022 %. Столь высокая линейность объясняется полной симметрией схемы и взаимной компенсацией нелинейности преобразования разности напряжений база-эмиттер и напряжения коллектор-база (напряжение коллектор-база транзисторов при питании от ±1,5 В становится отрицательным при U_X > 80 мВ, однако сохраняется активный режим работы транзистора – без насыщения).

На рисунке 5.9 представлены графики, характеризующие частотные свойства перемножителя. Полоса пропускания перемножителя по уровню –3дБ составляет 25 ГГц (при частоте f_T = 80 ГГц).

Как уже отмечалось, проблема построения высоколинейного перемножителя для низковольтных питающих напряжений достаточно сложна. Обычно цепи компенсации, повышающие линейность перемножителя, тем или иным способом измеряют ток в преобразователе «напряжение-ток» и формируют компенсирующее воздействие. В этом случае, как правило, требуется последовательное включение в цепи коллекторов дополнительных диодов, что потребует повышения питающих напряжений [6]. На рисунке 2.9 представлена схема балансного смесителя, способная работать при напряжении питания не более 3U_БЭ. Линейность этой схемы можно оценить с помощью выражений (2.1) и (2.3), а крутизну преобразования – с помощью выражений (5.1) и (5.2):

Рис. 5.8. График изменения выходного напряжения перемножителя

(кривая 1) и отклонение от линейности в % (кривая 2), выполненного

по схеме (рис. 2.2) на транзисторах типа SGB25

Рис. 5.9. АЧХ и ФЧХ перемножителя по схеме (рис. 2.2)

на транзисторах типа SGB25

 (5.1)

 (5.2)

Рис. 5.10. Низковольтный балансный смеситель

Рис. 5.11. График изменения выходного напряжения смесителя (1)

и отклонение от линейности в % (2) при входном сигнале 50 мВ

Рис. 5.12. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2) смесителя

Линейность смесителя оценивалась по той же методике, что и линейность перемножителя при уровне входного сигнала 50 мВ. Как и следовало ожидать, нелинейность весьма высока и превышает 6 %.

Логарифмические АЧХ и ФЧХ сняты при управляющем воздействии 175 мВ, при этом частота среза составила 24,7 ГГц при R_Н = 50 Ом.

Балансный смеситель, схема которого представлена на рисунке 5.10, обладает низким диапазоном входного сигнала при заданной линейности – не более 50 мВ. Проблему линеаризации такого смесителя и, по сути, превращения его в линейный перемножитель можно решить следующим образом. Как и в случае с перемножителем на основе множительного ядра Джильберта линеаризацию передаточной характеристики дифференциального каскада можно осуществить логарифмированием входного сигнала (рис. 5.13). Причем каналы X и Y в этом случае остаются абсолютно симметричны, и длина электрического пути для сигналов U_X и U_Y одинакова.

Рис. 5.13. Схема перемножителя, полученная модифицированием схемы балансного смесителя

Результаты моделирования схемы АП (рис. 5.13) представлены на рисунках 5.14–5.15.

Рис. 5.14. Отклонение от линейности линеаризованного смесителя (в %)

Рис. 5.15. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2)

линеаризованного смесителя

Отклонение от линейности линеаризованного смесителя не превышает 0,7 % при входном напряжении 100 мВ.

Полоса пропускания по уровню -3 дБ составляет 46 ГГц. Столь большой выигрыш в полосе пропускания схемы (рис. 5.13) объясняется тем, что множительное ядро работает при токах, соответствующих максимуму частотных свойств применяемых транзисторов. Токи входных логарифмирующих каскадов выбраны достаточно большими, чтобы выполнялось условие:

.

Проблема, которая требует решения при использовании низковольтных транзисторов SiGe, – это переход к одиночному (не парафазному) выходу. В этом случае должны быть использованы транзисторы p-n-p-типа, а их свойства на порядок хуже, чем свойства транзисторов SiGe n-p-n-типа.

Полученные результаты показывают, что возможности современной аналоговой микросхемотехники позволяют значительно уменьшить, а в ряде случаев и минимизировать влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей.

Выводы и рекомендации

1. Наиболее существенная погрешность АП обусловлена нелинейностью преобразователей напряжение-ток, объемными сопротивлениями баз транзисторов и изменениями температуры.

Погрешности, обусловленные технологическим рассогласованием характеристик транзисторов, могут быть скомпенсированы в процессе настройки (балансировки) схемы при проектировании и изготовлении устройства на основе АП, для чего корпус микросхемы должен содержать дополнительные выводы.

2. Для снижения погрешности преобразования «напряжение-ток» наиболее целесообразно использовать методы параметрической компенсации влияния режимно зависимых параметров транзисторов.

Предложенный в работе метод оценки погрешности ПНТ удобен как при получении аналитических выражений, так и при моделировании.

Похожие работы

Проектирование аналогового измерительного преобразователя мощности

Скачать

10371

0

12

... ПЧФ, равным , то есть Сопротивление трансреактора TAV определяется тем же условием. При и Сопротивление вторичной обмотки трансреактора 4. Список используемой литературы Овчаренко Н. И. Проектирование аналоговых и цифровых измерительных преобразователей мощности. М.: Издательство МЭИ, 1994. Овчаренко Н. И. Аналоговые и цифровые измерительные преобразователи мощности автоматических ...

Преобразователи напряжение-ток

Скачать

30003

0

16

... преобразования в заданное число раз. Кроме того, динамический диапазон мостовых ПНТ по входному сигналу теоретически может достигать диапазона ±ЕП, что принципиально недостижимо в преобразователях напряжение-ток на основе дифференциального каскада. Это особенно важно при проектировании низковольтных прецизионных схем. На рисунке 12 представлены результаты моделирования схемы мостового ПНТ. ...

Устройства регулировки и перемножения сигналов

Скачать

14155

0

0

... . Для малых значений входных напряжений коэффициенты усиления ДК2 и ДК3:   Так как выходы ДК2 и ДК3 соединены перекрестно, то их выходные напряжения вычитаются: . Таким образом, осуществляется перемножение входных сигналов. Так как , то , где коэффициент Выражение для U2 является точным только при малых значениях Ux и Uy, не превышающих примерно 20 мВ. При больших входных напряжениях ...

Проектирование судового радиоприёмного устройства

Скачать

53357

2

20

... сим=()*tg(k*l)/=(7,5/π)* tg(0,837*1,875)/7,5 =8,72*10-3м; Нд несим=0,5*Нд сим=4,36*10-3 м. UД=ЕД*НД=0,0000394*4,36*10-3=1,72*10-6 В Проверено выполнение следующего условия: UДUтр1,72*10-60,21*10-6. Из этого вытекает, что радиоприёмное устройство будет уверенно принимать сигнал. Рассчитано номинальное значение отношения сигнал/шум на входе приёмника:   9(1,72*10-6/0,21*10-6)2 = ...